有没有可以测量EMC相关的示波器呢?

或者其他什么仪器。

具体要求是：

1、采样频率足够高，比如可以测量ESD信号的；

2、存储深度足够高，也许就需要MegaZoom III 技术，（http://blog.ednchina.com/CESAD/118762/message.aspx）来扑捉偶尔发生的事件；

3、探头衰减足够高，比如可以测量4级浪涌信号；

4、屏蔽需要做的足够好，不然在信号没有进入探头后，都被辐射，或者干扰的不成样了！

精度

        使SMU区别于其它标准电源器件的最显著的特性就是它的高精度。精度定义为可重复性或可再生性。在考虑到仪器的精度时，请记住两个与其相关的主要特性：灵敏度和精确度。

灵敏度

        灵敏度定义为仪器可以被检测到的最小的可测量(或可提供)的变化值。也就是说，灵敏度就是能够在设备的输出端设置的最小增量，或能在设备的输入端检测到的最小增量。SMU 提供了多个电压电流范围供用户设置和读取，所以比标准的电源器件具有更高的灵敏度。例如，NI PXI-4130 SMU就提供了从2A到200 μA 的5个电流范围。

精确度
        
        精确度是指电源给出的电压电流值或者测量值的最大不确定性。绝对精确度是以一个标准的有效读取值作为参考而获得的。通常，对电源供给和测量两个方面，SMU都具备小于等于输出设定值0.1%的精确度。譬如，PXI-4130功率SMU的200μA量程的准确度达到了0.3%。

远端电压检测

        图1显示了一个普通电路，包含一个电压源仪器、导线和一个DUT。在这个例子中，假设从电压源连接到DUT的正极和负极导线的铅阻抗都为1 ?。

图1. 典型的可编程电源器件的连接图

        假设电源器件的输出为5V，DUT的阻抗为1k ?。按照下列公式，可以计算出DUT终端的实际电压：

        在这种情况下，电压实际只有4.99V。对某些器件而言，这种小的变化是微不足道的；然而，对那些需要高精度操作电压的应用而言，这样的误差可能变得非常重要。此外，对那些低输入阻抗的设备来说，这将极大地降低导线端待测设备上电压的变化。表1中列出了当DUT输入阻抗降低时，DUT两端的电压值：

表1. 阻抗不同的DUT上获得的电压

        这种导线阻抗引起的电压误差，可以通过远端检测来解决，也就是4-线检测。这种技术直接测量DUT两端电压，并进行相应补偿，可以去除导线阻抗上的电压降。这种方法类似于数字万用表(DMM)采用的4-线阻抗测量方法，以消除阻抗测量中导线阻抗带来的影响。电源和DMM在输出端都有两个额外的接线端，用于这种4-线远端检测技术。这些额外接线端直接连接到DUT上。虽然用于远端检测的导线中仍然存在导线阻抗，但是电压测量是处于高阻状态的，所以没有电流会从检测导线中流过，因此也将不存在电压降。

        SMU通常具备了远端检测的能力，以充分利用它们所提供的增强的电压灵敏度。PXI-4130 SMU上就具备远端检测能力（也称为”开尔文检测”），并可以在软件中设置其开关状态。

4-象限操作（供能和吸能）

        SMU的另外一个特性便是输出的灵活性。SMU具有4象限输出，可以提供正电压正电流(第一象限)、负电压正电流(第二象限)、负电压负电流(第三象限)和正电压负电流(第四象限)。典型地，SMU的数据手册中会包含一幅与图2类似的象限图，显示了在每个象限内可使用的最大电压和电流。吸收象限区中通常采用一条实线表征持续功率耗散，采用一条虚线表征在脉冲模式下吸收电流的能力。理解这种差异是很重要的，因为SMU的持续功率耗散能力可能比它的脉冲耗散能力要小得多。

        对那些同时需要电源供给和吸收的应用（例如测试充电电池的充电周期，或者测试数字半导体器件管脚上的输出短路电流）而言，4-象限操作功能是非常必要的。PXI-4130可以在I和III象限区提供40W的功率，在II和IV象限区可以吸收10W的功率。

图2. NI PXI-4130 Power SMU通道1的象限图

双极

        对于归类为4-象限的电源或SMU而言，它必须具备在同一端口提供正电压和负电压的能力。这对描述同时具有正向和反向特性的有源设备中的击穿现象是非常重要的。你可以采用一个输出通道来提供从负到正的扫描电压，以表征这些正向和反向特性。PXI-4130功率SMU在它的两极SMU通道上提供了+20 V到-20 V的电压输出。

图3. 典型齐纳二极管的电流-电压曲线，显示正向和反向击穿特性

功率吸收

        类似的，归类为4-象限的电源或SMU，不仅必须能够提供功率，还必须能够吸收功率。提供功率是指为电路提供激励，而吸收功率是指消耗外部有源器件(例如电池、充电电容、或另一个电源)提供的功率。可以配置4-象限源，将其设为吸收电流模式来对电容或电池进行放电。譬如，PXI-4130提供了高达10W的功率吸收能力。

扫描

        SMU的主要应用是对各种电子器件、半导体设备和用户芯片设计进行表征和分类。通常可以采用将一系列电压或电流值以扫描方式提供给DUT来实现以上功能。绘制二极管和三极管的IV曲线就是这种应用的一个典型案例。在这种应用中，给在DUT的两端提供扫描电压，并测量其得到的电流。

        扫描可以采用多种方式，可以是线性方式或者对数方式，也可以是自定义方式，直流方式或者脉冲方式。当SMU测量得到的电压和电流时，以3000S/秒的速度扫描电压和电流。此外，PXI-4130还提供了一个额外可编程电源作为实用通道，可以提供6V电压和1A电流。你可以使用该通道为双极结型晶体管(BJT)提供基极电流，或者为场效应管(FET)提供栅极电压。图4描述了NI LabVIEW SignalExpress环境中，采用PXI-4130 power SMU扫描双极结型晶体管得到的IV曲线。

图4. 使用PXI-4130 Power SM扫描双极结型晶体管得到的IV特性曲线

PXI可编程电源和SMU

        NI为PXI提供了两种高精度电源：PXI-4110可编程电源和PXI-4130 功率SMU。虽然它们都只是一块3U的 PXI模块，但却都比其他传统的电源具备更高的精确度。图5显示了这两种NI高精度电源与传统可编程电源之间在电流测量灵敏度方面的对比。

图5. NI公司PXI高精度电源的价格和精度的比较

 准确的抖动测量对以太网和光通路元件来说是一个挑战。抖动可以分成两类，即随机性(无界限)抖动和确定性(有界限)抖动。确定性抖动(DJ)包括在受控条件下能够重现的所有抖动，可以再细分为周期抖动(PJ)、测试序列模板造成的抖动(PDJ)、脉宽失真(DCD)和有限无关联抖动。

　　 产生确定性抖动的主要原因有：

　　 1．基准电平模糊。由系统低频截止点引起，它会在长串连续同样数字(CID)附近产生抖动。

　　 2．系统带宽不足。这会阻止某些脉冲达到稳态水平，在分隔的脉冲(如..010..或..101..数据序列)上引起抖动。

　　 3．放大器偏置。可在每次数据转换时引起脉宽变形。

　　 4．非线性放大器效应。它会产生不可预测的抖动影响，经常在长串CID之后引起抖动。

　　 5．电源噪声和串扰。会产生与数据输入无关的抖动(有时称作有限无关联抖动)。

　　 光纤通讯系统中，抖动会在每个元件上累积。在接收端，时钟和数据恢复电路(CDR)分析数据并分解出串行速率时钟，CDR上的抖动表现为时钟速率小频率变化。缓慢的变化(小频率抖动)很容易跟踪，而快速变化(高频抖动)则不那么容易。如果接收端有太多高频抖动，时钟就不能分解出来，于是在数据通信中出现大量错误。

　　 抖动余量考虑

　　 为防止上面所说的这种情况出现，系统设计人员应考虑采用抖动余量。注意确定性抖动是线性增加的(在最坏情况下所有抖动源都加在一起)，而随机性抖动则以几何倍数增加(平方和再开方)，这里假设引起随机性抖动的噪声源是独立无关的。将抖动元件分开会使每个元件产生的抖动更加随机，这有几个好处，包括链接距离更长及元件成本更低。

　　 应注意的是，确定性抖动测量误差总是使元件确定性抖动显得更大，而且是直接从余量中减去，随机性抖动测量误差没有这么严重，所以更需要准确测量确定性抖动。

　　 测量确定性抖动需要知道一个数据模板序列。K28.5是测量光纤通道和工作在1Gb/s到3.125Gb/s以太网系统抖动通常指定的序列模板，该序列是8B/10B译码表中的一个特殊字符，经常表示一帧的开始或结束。重复的K28.5序列(轮流由K28.5+和K28.5-构成)含有数据串0011111010110000010，它有五个连续的1和五个连续的0(8B/10B译码数据中最长连续同样数字)，它还含有分开的1-010和0-101。

　　 重复的K28.5序列可用于测量因基准电平模糊、低带宽和偏置引起的确定性抖动，其它序列更适合于测量非线性影响引起的抖动。

　　 抖动测量

　　 用示波器测量确定性抖动通常有三种方法，分别是眼图法、平均眼图法和平均交叉测量法。

　　 使用眼图法时，示波器将同时显示多个交叉的波形，可以迅速看到整体抖动情况(确定性抖动和随机性抖动结合在一起)。眼图法的主要优点是速度快和设置方便，图1显示了测试设备和被测器件(DUT)的典型设置。但眼图既不能把随机性抖动和确定性抖动分离开，也不能将测试系统引起的抖动去掉。

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    用眼图法时应清楚触发方式会掩盖大部分确定性抖动，例如假设序列发生器每10个时钟周期提供一次触发，如果序列长度是偶数，那么示波器就不会在奇数位上触发，这会将一些转换掩盖掉，利用奇数长度序列或在序列发生器时钟输出上的触发可以避免这个问题。

　　 如果被测器件含有时间再生电路(时钟恢复或再定时器)，应采用好的锁相环来恢复示波器触发时钟，该锁相环是针对特定协议的。另外如果被测器件内有光学元件，还需要增加适当的光变换器(光-电或电-光转换器)。必要时可假设光转换器或锁相环已包含在测试设备里。

　　 有些示波器提供的平均模式能去除眼图中的随机性抖动，这种模式与基本眼图相比精确性和可重复性都更高，但与触发有关的问题同样存在。

　　 平均交叉测量法在K28.5序列上能准确测量确定性抖动的大部分来源，其步骤如下：

　　 1．如图1所示连接好被测器件，将示波器触发设为序列模板。

　　 2．在示波器屏幕上显示整个K28.5序列。

　　 3．计算屏幕上每次转换的预期交叉时间(最好是单位时间间隔，但应跳过没有转换的单位时间间隔)。

　　 4．反复进行平均运算。

　　 5．把交叉制成表格并计算抖动，重复K28.5序列(001111101011000001010)有10个交叉。

　　 6．保证信号填满垂直平面的至少2/3，这样可使示波器的数字化性能最佳。

　　 7．示波器主要位置设定尽可能小(使延迟离开触发，显示尽可能短以减少触发抖动)。

　　 8．使用最大水平分辨率(多个水平点)。

　　 9．反复进行平均(平均64到1,000次)以减少随机性抖动。

　　 注意周期性抖动和有限无关联抖动不能用已平均的示波器波形来捕捉，应采用其它方法测量，如果能安全假设被测器件不会产生大量这类抖动，那就可用平均交叉测量。

　　 对于使用扰频器的系统，该技术则太过困难用不能使用，因为这类系统的测试序列一般都很长。例如通常用于测试扰频数据系统的223-1伪随机二进制序列长度超过800万比特，对如此长的图形进行平均交叉测量很慢，而且也不准确。

　　 增强准确性

　　 当今很多元件的确定性抖动与模板发生器和示波器的差不多或更小，因此要准确确定这些元件的抖动就要先找出测试系统引入的抖动，然后对测量进行调整。把被测器件从测试装置上拿掉并判定数据图形每次转换的抖动可测出系统误差，然后把被测器件放回到测试系统，再次测量抖动值，可通过算术方法判定出被测器件产生的抖动。

　　 这里介绍的平均交叉测量方法非常适合于使用8B/10B编码系统的以太网和光纤通道元件的确定性抖动测量，仅采用常用测试设备就可进行准确可重复的抖动测量。

MegaZoom III 的意思是你百万的放大上面，这是它的表面意思。但是还有一个比较重要的指标，就是在很短的时间内实现信号的放大，和大数据量的瞬间存储功能。

       具备了这些技术，我们信号中的瞬间出现的现象就可以被显示出来，特别是偶尔出现的怪异现象。这样就会使我们的系统更加可靠。不会出现运行一段时间后，出问题了。比如自动重起了。这个是每个工程师比较头疼的问题。