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发表于:2008-1-24 11:45:24
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电压反馈放大器和电流反馈放大器几乎一样

除了几个关键点以外，电压反馈放大器和电流反馈放大器的应用电路结构大体上是一样的。

作者：Bonnie Baker，德州仪器 (TI)

与电压反馈放大器 相比，电流反馈放大器具有更高的转换速率。因此，电流反馈放大器比电压反馈放大器能更好地解决高速问题。“电流反馈放大器”的名字带有一些神秘色彩，但总体而言，除了几个关键点以外，电流反馈放大器和电压反馈放大器的应用电路的结构是一样的。

首先，电流反馈放大器电路的反馈电阻值必须保持在小范围内。电阻值越低，电流反馈放大器的稳定性就越差。反馈电阻的值越高，电流反馈放大器的带宽就越低。您可以在电流反馈放大器的产品说明书中找到规定的反馈电阻值。电压反馈放大器反馈电阻值的范围更宽泛。该放大器的驱动能力限制了电阻的最小值，整体电路的噪声限制了电阻最大值。 

图 1 显示了一款适用于电流反馈放大器或电压反馈放大器的电路。如果反馈电阻 RF 等于 2RIN，其中 RIN 为输入电阻，则各通道的闭环增益为 –2V/V。乍一看，假设闭环带宽与增益带宽乘积除以各通道的增益相等（或|–2V/V|）非常容易，但千万别做这样的假设！

图 1 如果您改变该电路中通道的数量，那么电流反馈放大器将有助于保持闭环带宽的恒定

如果您使用如图 1 电路中所示的电压反馈放大器或电流反馈放大器，则噪声增益为：

  

其中，N 为输入通道数。采用电压反馈放大器的电路带宽等于增益带宽乘积除以噪声增益。例如，如果您使用 180MHz 增益带宽乘积的电压反馈放大器，增益为 –2V/V 时有三个输入通道（N=3），则电路闭环带宽为 25.7 MHz。额外的通道降低了闭环带宽，即使输入信号不断达到 –2V/V 的增益。 

如果您使用如图 1 电路所示的电流反馈放大器，则放大器闭环带宽与闭环增益和输入通道数的依赖程度会有所下降。如果利用这样的放大器进行电路设计，那么您首先应根据各厂商的规格和电路噪声增益挑选合适的反馈电阻。然后选择合适的 RIN 值。从这一点来进，如果电路增加通道，或许将会发生信号带宽和增益剧增的微小变化。如果出现了上述情形，退回并确定反馈电阻的选择。对电流反馈放大器和电压反馈放大器而言，噪声增益通常与公式 1 的结果相等，但您可以减少电流反馈放大器电路的反馈电阻值，使电路带宽增加。

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系统分类: 模拟技术   |    用户分类: 无分类    |    来源: 原创

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发表于:2008-1-23 15:48:56
标签：稳定性;反馈  

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运算放大器稳定性系列：电容性负载的稳定性—具有双通道反馈的 RI

作者：德州仪器 (TI) 线性应用工程经理 Tim Green

 

本系列的第 10 部分是我们所熟悉的《电气工程》杂志 (Electrical Engineering) 中《保持电容性负载稳定的六种方法》栏目的第六种方法（也是最后一种方法）。这六种方法包括 Riso、高增益和 CF、噪声增益和CF、输出引脚补偿以及具有双通道反馈的 RISO。在第 10 部分中，我们将阐述具有双通道反馈的 RISO。

 

这种拓扑结构通常用于缓冲高精度参考集成电路。作为一种电压缓冲器，运算放大器电路可提供较高的源电流和吸收电流，这两种电流最初均来自高精度参考集成电路。虽然，我们特别关注其中一种电路增益——电压跟随器电路增益，但是，当增益大于 1 时（只对所提供的计算公式做稍微调整），我们仍可以采用具有双通道反馈的 RISO。在此我们将重点讲述两种最主要的运算放大器拓扑结构，即双极发射极跟随器以及 CMOS RRO。分析和合成的步骤和技术相类似，但是，仍存在细微的差别，这些细微的差别足以确保观察到各种不同的输出拓扑结构。为了获得一种意外的收获，我们有意不遵循经以往的历史经验，并创建 BIG NOT 以检测不适当稳定性补偿的效果。

 

从稳定性分析工具套件中，我们可以看到，具有双通道反馈的 RISO 技术由一阶分析得出，经Tina SPICE环路稳定性仿真确认，并由 Tina SPICE 中的 Vout/Vin AC 传输函数分析进行检验，最后采用 Tina SPICE 中的实际瞬态稳定性测试方法进行全面的检验。在过去长达25年中，我们在真实环境以及实际的电路情况下进行了测算，充分验证了这种电容稳定性技术。然而，由于资源的限制，本文所述电路并未进行实际构建，在此仅供读者练习或在自身特定的技术应用（如分析、合成、仿真、构建以及测试等）中使用。

 

双极发射极跟随器：具有双通道反馈的 RISO

 

我们选择用于分析具有双通道反馈的 RISO 的双极发射极跟随器为 OPA177，具体情况请参阅图 10.1。OPA177 为一款低漂移、低输入失调电压运算放大器，其能在 ±3V ～±15V 的电压范围内工作。

                        

图 10.1 双极发射极跟随器运算放大器的技术规范

图 10.2 显示了一款典型的双极发射极跟随器的拓扑结构。请注意，用于 Vo 的正负输出驱动均为双极发射极跟随器。目前，包含“等效电路图”（表明运算放大器内部所用输出级的拓扑结构）的产品说明书并不多见。为此，只能通过厂商的内部资料，我们才能确切了解输出级的结构。

     

                      图 10.2 典型双极发射极跟随器运算放大器的拓扑结构

我们用于分析双极发射极跟随器的具有双通道反馈的 RISO电路如图 10.3 所示。FB#1 通过RF 直接向负载 (CL) 提供反馈，从而促使 Vout 与 VREF 相等。FB#2 通过 CF 提供了第二条反馈通道（在高频率时占支配地位），从而确保了运行的稳定性。Riso 将 FB#1 和 FB#2 相互之间隔离开来。需要注意的是，在目前用于稳定电容性负载的许多技术中，我们采用了经改进的 Aol 方法（当采用这种方法时，运算放大器的输出阻抗和电容性负载改变了运算放大器的 Aol 曲线）。在改变后的 Aol 曲线中，我们在图上标出 1/b，这将有助于电路的稳定运行。当采用具有双通道反馈的 RISO 时，我们发现，更易于维持运算放大器 Aol 曲线不变并在图上标出 FB#1 1/b 和 FB#2 1/b 曲线。于是，我们将运用叠加的方法，来获得一条最终 (net) 的 1/Beta 曲线，这样，当在运算放大器的 Aol 曲线上进行标绘时，我们就能够轻松地生成一款针对这种电容性负载稳定性问题的解决方案。

             

                         图 10.3 具有双通道反馈的 RISO：发射极跟随器

一旦我们选择了运算放大器，如图 10.4 所示的 Aol 测试电路就为开展稳定性分析提供了前提基础。Aol 曲线可从产品说明书中获取，或者从如图所示的 Tina SPICE 仿真中测量得出。Aol 测试电路采用双电源供电，即使 Vout 近乎为零伏，我们仍可测量空载时的 Aol 曲线，而且输入共模电压的要求易于满足。R2 和 R1 以及 LT 为低通滤波器函数提供了一条 AC 通道，从而允许我们在反馈通道中进行 DC 短路和 AC 开路操作。务必提请注意的是，在进行 AC 分析前，SPICE 必须开展 DC 闭环分析，以找到电路的工作点。另外，R2 和 R1 以及 CT 为高通滤波器函数提供了一条 AC 通道，这样，使得我们能将 DC 开路和 AC 短路一起并入输入端。LT 和 CT 按大数值等级选用，以确保其在各种相关的 AC 频率时，电路短路和开路情况下的正常运行。

       

                   图 10.4 Aol 测试示意图：发射极跟随器

从 Tina SPICE 仿真测量得出的 OPA177 Aol 曲线如图 10.5 所示。测量得出的单位增益带宽为 607.2kHz。

 

                 图 10.5 Aol 测试结果：发射极跟随器

现在，我们必须测量如图 10.6 所示的 Zo（小信号 AC 开环输出阻抗）。该 Tina SPICE 测试电路将测试空载 OPA177 的 Zo。R2 和 R1 以及 LT 为低通滤波器函数提供了一条AC通道，这样，使得我们能将 DC 短路和 AC 开路一起并入反馈电路。DC 工作点在输出端显示为接近零伏，这也就是说，OPA177 没有电流流入或流出。此时，通过运用1Apk AC电流生成器（我们能够扫视 10mHz 至 1MHz 的 AC 频率范围），Zo 的测量工作就可以轻松完成。最后，得出测量结果Zo = Vout（如果将测量结果的单位从 dB 转换为线性或对数，那么 Vout 也将为以欧姆为单位的 Zo）。

 

                              图 10.6 空载 Zo 测试电路：发射极跟随器

从图 10.7 中，我们可以看出，OPA177 Zo 是双极发射极跟随器输出级所独有的特征，而且这种输出级的 Ro 在 OPA177 单位增益带宽之内，是控制输出阻抗的专门组件。OPA177 的 Ro 为 60 欧姆。

                              图 10.7 开环输出阻抗：发射极跟随器

      

图 10.8 Zo 外部模型：发射极跟随器

为了使 1/b 分析的情况包括在 Zo 与 Riso、CL、 CF  以及 RF 之间相互作用的影响结果内，我们需将 Zo 从运算放大器的宏模型中分离出来，以便于弄清楚电路中所需的节点。这种构思如图 10.8 所示。U1 将提供了产品说明书中的 Aol 曲线，并从 Riso、CL、 CF 以及 RF 的各种影响中得到缓冲。

            

                              图 10.9 Zo 外部模型详图：发射极跟随器

通过如图 10.9 所示的 Zo 外部模型，我们能够测量 Zo 与 Riso、CL、RF 以及 CF 之间相互作用对 1/b 的影响。在 Zo 外部模型中，设置 Ro = Ro OPA177，实际测量值为 60 欧姆。压控电压源 VCV1 将运算放大器宏模型 U1 从 Ro、Riso、CL、CF  以及 RF中隔离开来。将 VCV1 设置为 x1，以确保产品说明书中的 Aol 增益不变。由于我们要在稳定性状况最糟的情况下（只存在 CL 以及我们计算得出的空载 Zo [此时 Ro=60 欧姆]）分析这种电路，因此，务必排除各种大的 DC 负载。VOA 是一个与运算放大器相连的内部节点，在实际工作中，我们无法实现对这种节点的测量。同时，许多 SPICE 宏模型上的这种内部节点接入，也并非易事。对 1/b 进行分析（相对于 VOA），已涵盖了 Ro、Riso、CL、CF  以及 RF 的影响。如果未采用 Zo 外部模型，SPICE中的最终稳定性仿真就无法标绘出 1/b 的曲线；但是，如果采用 Zo 外部模型，则可标绘出环路增益的曲线以确认我们分析的正确性。

 

首先，我们要分析如图 10.10 所示的 FB#1。请注意，由于我们只分析 FB#1，所以 CF 可视为处于开路状态。接下来，我们将分析 FB#2。然后，通过采用叠加的方法，将两条反馈通道合并在一起，求取最终的 1/b。分析结果如图上所示，有关的公式推导和具体细节，请参阅下一张图（图 10.11）。我们发现，当 fzx=183.57Hz 时，FB#1 1/b 曲线的增益为零。低频 1/b 值为 1。如欲获得该增益，那么低频1/b值应大于 1。

                              图 10.10 FB#1 分析：发射极跟随器

        

           图 10.11 FB#1 1/b 公式的推导：发射极跟随器

FB#1b 的公式推导如图 10.11 左侧所示。由于 1/b 是 b 的倒数，所以 FB#1 1/b 的计算结果可以轻而易举的被推导出来，具体推导过程，请参阅图 10.11右侧。从图中我们还发现，在 b 推导过程中的 pole, fpx 变成了 1/b 推导过程中的 zero, fzx。                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                            

 

我们将采用如图 10.12 所示的电路来开展 AC 分析：通过 Tina SPICE，求取 FB#1 的 1/b