本文提出了一种具有过载和短路保护的车载电源系统的开关电源设计方案。该方案采用单端反激式结构实现48VDC/12VDC的转换，输出电压稳定，波纹小，不间断，性能可靠且电源损耗小。

UC3842的保护电路设计

1 UC3842的典型应用

    UC3842是高性能的单端输出式电流控制型脉宽调制（PWM）芯片，其典型应用电路如图1所示。

图1 UC3842典型应用电路

2 过载保护原理分析

    当出现输出短路时，输出电压会下降，同时为UC3842供电的反馈绕组也会出现输出电压下降。当输入电压低于10V时，UC3842停止工作，开关管截止。短路现象消失后，电源重新启动，自动恢复正常工作。

    但由于在高频关断的时候会出现很高的尖峰电压，即使占空比很小的情况下，电路中7脚的输入电压也可能不会降到足够低，过载保护电路并不总能有效的响应所出现的过载情况，对整个系统的性能会产生不良的影响，存在着一定的安全隐患。

3 过流保护原理分析

    当电流取样端3脚上的电压值超过电流检测比较器负端的电压时，可以使脉宽调制锁存器输入复位信号，开关管于是被关闭。这样峰值检测电路限制输出的最大电流，起到了一定的保护作用。

    但是随着开关频率的升高，可能会出现开关电源处于连续模式下，也就是每个开关周期的初级电感电流是从一定的幅度开始增长，这样会产生分谐波振荡。这种不稳定性和稳压器的闭环特性无关，它是由固定频率和峰值电流取样同时工作引起的。图2说明了这样的现象。

图2 补偿前的电流波形

    如图2所示，在t0时刻，开关管被导通，这时初级线圈电流以斜率m1上升，该斜率是输入电压和电感的函数。在t1时刻，电流取样输入到达了电流检测比较器的门限，将导致开关管关闭，电流以斜率m2衰减，直到下一个开关周期的到来。如果有一个扰动加在电流检测比较器的门限电压上，产生了一个小的△I（如图2中虚线所示），就会发生不稳定的现象。在一个固定的振荡周期内，电流衰减时间减少，最小电流在开关管导通时刻（t ₂）上升了△I+m ₂/m ₁。最小电流在下一个周期（t ₃）减小到（△I+m ₂/m ₁）·（m ₂/m ₁）。

图3 开关电源原理框图

    每一个后续的开关周期内，该扰动都会与（m ₂/m ₁）相乘，在几个开关周期交替增加和减小初级线圈电流，也许若干个开关周期后电流会减小到零，使这个过程重新开始。如果m ₂/m ₁大于1，系统将不稳定。

4 保护电路的改进

    如图3所示，本设计针对UC3842典型应用电路的过流、过载保护电路做出以下改进。

    在反馈绕组的整流二极管回路串一个电阻，它和电容C2组成RC滤波网络，对开关管开通瞬间时的尖峰电压起到了滤除的作用。这样，由于尖峰电压的减少，当短路现象发生时，反馈绕组输出的电压会有效的降低，UC3842会停止工作直到短路现象解除。

    对过流保护电路进行斜率补偿。补偿斜率从RT、CT振荡器产生，加到电压反馈端，以提高误差放大器输出的斜率补偿。如图3所示，误差放大器的输出是具有m3斜率的斜坡，经过两个二极管后被电阻分压，然后输入到电流检测比较器的负端作为过流保护电路的控制电压。这样通过电流检测比较器和脉宽调制锁存器的配置保证了在任何一个振荡器周期中只有一个单脉冲出现在输出端。当出现过载或者输出电压取样丢失等异常工作情况，内部比较门限会被限定在1V，而不会出现电路失调的情况。

    图4显示了通过在控制电压上增加一个与脉宽调制时钟同步的人为的斜坡，可以在后续的开关周期有效的抑制由于△I扰动而引起的不稳定。该补偿斜坡的斜率（m ₃）必须等于或者大于m ₂/2才具有稳定性。通过m ₃斜率的补偿，初级线圈电流会被控制电压所抑制，紧跟控制电压的幅度。

实验结果

    表1为输入电压在30～50V波动时，输出电压的波动情况，表2是负载电流在10～500mA变化时，输出电压的波动情况。由表1的数据可得到电压调整率S _v<0.3%。由表2的数据可得到输出电阻R _o<0.4Ω。

图4 斜率补偿后的电流波形

结论

     本文所提出的是一种结构简单、性能稳定的单端反激式结构开关电源设计方案。由于采用了“斜率补偿”的过流保护方式，性能更加稳定可靠，电压调整率低、输出电阻小、纹波低，功率损耗低，系统安全系数高，实现对车载电源系统的供电，对提高汽车整体性能大有益处。本设计已经成功应用于武汉理工大学智能信息系统研究所自行设计的车用直流无刷电机控制器的电源系统中。

    同时，本文所提出的DC/DC方案也适用于其他直流供电电源的应用设计。由于其性能稳定，纹波小，对采用微控制器的数字控制系统的供电电源设计有一定的借鉴意义。

1 主电路拓扑
    传统的两电平全桥逆变拓扑应用于高功率放大器系统时，由于受到器件耐压的限制，难以使用频率较高的MOSFET，故系统性能无法有效提高。借鉴了已有的研究，我们采用了文献提出的五电平二极管中点钳位逆变拓扑(“Five—Level NPC Inverter”，以下简写为“FNI”)作为基础功率单元。图l所示为FNI电路。

    这种FNI结构的基础——NPC逆变拓扑，最早是由Nable-等人于1981年提出的。与传统两电平变换器相比，有以下优点：在大功率系统中，将功率器件直接串联使用而无须外加辅助电路；器件耐压极限降至直流侧电压的一半，使器件的选取变得灵活；输出波形中谐波成分相对于两电平变换器大为减少，减轻了滤波环节负担；负载上电压纹波减小，抑止了电磁干扰问题。

2 控制方式的比较与改进
2.l 已有控制方案的介绍 
    文献中Lau W H等开发的控制方案的优点在于提高模块输出的等效开关频率，抑止输出谐波；缺点在于系统的输入信号在经过PWM调制后，仍不能作为驱动信号使用，还须继续进行较繁琐的计算，故不能很好地使用于现有的数字信号处理芯片。该方案的详细分析请见文献。

2.2 改进的控制方案的原理
    改进后的控制方式首先将文献中的载波频率提高一倍至2fc，并调整其偏置后，再进行PWM比较，如图2所示调制后的信号即为驱动信号。而且控制左右桥臂(Legl、Leg2)的载波相位相同，没有文献控制方式所要求的相位差，其好处在于避免系统在调整开关频率的同时还需要调整相位差，同时有利于系统调节直流侧电容的中点电位。

    比较图2和文献可以发现，开关管的驱动信号是相同的，所以输出波形也一定是相同的。改进后的控制策略能够便捷地应用到数字信号处理芯片中，同时保留文献控制方式的优点。例如在DSP(TMS320LF2407)芯片上PWM的调制可以通过专职的事件管理模块EVA及EVB直接完成，这样大大降低了控制方式的实现难度。

    改进后的控制策略也有不足之处，就是也没有提供解决直流侧电容的中点电位不平衡问题的方案。根据实验结果可以发现，由于电路元件的固有电阻特性不对称所造成的电容中点电位的静态误差不能被忽略。图9(f)为直流侧电源为400 V时中点电位的情况，可以发现有13．2 V的静态误差。

2．3 中点电位不平衡的危害与解决方案
    文献分析了系统直流侧中点电位漂移对输出THD的影响，如图3所示。图3中的k值：，代表了中点的失衡程度。在其他工业用途中，由于对输出波形畸变要求不高，中点的适当漂移是允许的。但是，在诸如功率放大器系统等对输出波形质量要求较高的应用中，中点不平衡可以成为输出畸变的重要原因之一。为了克服中点不平衡带来的输出波形质量下降，我们在改进的控制方式中加入中点平衡控制，程序流程图如图4所示，中点平衡控制方案框图如图5所示。

    中点平衡控制原理为，每个开关周期开始时首先对直流侧电容电压采样得到Kc1和Vc2(见图1)，然后对Vc1和Vc2。的差值做PI运算。如果PI运算的结果为正，则和POSREF(系统能够容忍的Vc1超过Vc2的最大值)比较，如果发现比较器的输出为正，即意味着中点的漂移情况较为严重。进而检测参考信号Vs的幅值，如果Vs的幅值为负时(表现为当O和Vs的幅值通过比较器后，输出为正)，则将载波频率提高为2fc；反之，如果电压差值PI运算的结果小于NECREF，且参考信号Vs幅值为正，则将载波频率提高为2fc；其他情况下，载波频率维持fc不变。图5中Switch模块的功能是，如果模块左面中间脚的输入信号为正，则模块的右面输出同模块左面最下脚输入信号一致；如果模块左面中间脚的输入信号为零，则模块的右面输出同模块左面最上脚输入信号一致。

    载波频率确定后．将Vs函数值加载至DSP芯片事件管理器模块中的比较单元，准备同载波进行PWM调制。加载完成后即进行中断复位。

    这种中点控制方式的本质是通过调节载波的频率来改变中点电流的流向。通过比较载波频率加倍前后中点电流流向的仿真，我们可以得知：如果以参考信号Ks的频率fs为参考，载波频率加倍前，中点电流ineu的流向每周期内交替变化(见图6)，变换的频率为2fc；载波频率加倍后，中点电流ineu的流向每周期内只改变一次(见图7)，即变换的频率为2fs。又因为后者中点电流的流向同参考信号Ks的幅值有关，所以在决定是否将载波频率加倍前，需要检测Vs幅值的正负。

    比较图8和图2可知，当载波频率加倍时，输出波形同原来一致。在DSF(TMS320LF2407)芯片中，载波频率只有在载波的幅值为O时才能改变；故载波无相位差可以使控制左右桥臂的载波频率同时变化而对输出波形无任何影响。

3 实验验证与结果
    本文设汁了一个单模块多电平电路的实验模型，其具体的电路参数及规格如下：
    输出满载功率 1 kW：
    输出频率2 kHz；
    直流侧输入电压400 V：
    基础开关频率 100 kHz。

    开关管驱动信号由DSP提供，驱动信号的PWM调制产生均在DSP内部完成。图9和图10分别为采用中点平衡控制前后的输出波形和中点电位比较。

    如图9(e)和图9(f)所示，采用中点平衡控制后，直流侧电容电压静态误差3．2V；采用中点平衡控制前，直流侧电容电压静态误差13.2V。

4 结语
    本文分析了开关功率放大器的拓扑和数字控制方案。在控制方案设计中，介绍了一种适合五电平二极管中点钳位逆变拓扑的PWM控制技术，它能提高输出的等效开关频率并降低直流侧中点电位的漂移，提高系统输出波形质量。
 
    文中的FNI功率模块可以采用交错并列的方式提高系统的总功率和输出波形的电平数，这样既达到了扩展系统功率等级的要求，又可以降低系统的输出畸变，详细分析请见文献。

    当然还有很多问题需要解决，比如多电平逆变电路的死区补偿问题，以及多模块问的均流问题等，这些都将作为下一步研究工作的重点。