如果我们需要改变两路电压V1和V2，它们的变化范围都一样，分别是(V1MAX- V1MIN ) 和 (V2MAX-V2MIN )，其中V1MAX 、V1MIN 、V2MAX 、V2MIN 互不依赖，那么我们首先想到的是使用同轴电位器(ganged potentiometers)(图1)。然而，同轴电位器会产生高达5%的跟踪误差(Tracking error)。这里介绍一个简单的方法，该方法使用单个电位器来产生两路或是更多的可跟踪电压，精度高达0.5%(图2)。
电路中IC1a和周边器件构成一个方波振荡器，电容C1上的三角波作为比较器IC1b输入。比较器输出脉冲占空比从0%变化到100%，从而使分压器P1改变脉冲的占空比。三极管Q1和多路开关IC2将比较器的输出变换为具有精确边沿的脉冲，作为模拟多路开关的数字控制输入脉冲。这些脉冲控制V1MAX 、V1MIN ,、V2MAX 和V2MIN 模拟输入，由R7-C2和R8-C3进行积分的复用器输出，分别被IC1c和IC1d缓冲。

当P1改变占空比(从η1到η2)时，V1和V2为：V1=(η1-η2)(V1MAX-V1MIN)V2=(η1-η2)(V2MAX-V2MIN)振荡器的频率被优化在5 KHz左右。这个频率已足够高，因此积分器输出的纹波可以忽略不计。与此同时，该频率也足够低到能保证脉冲的上升和下降时间对于脉冲周期来说可以忽略不计。请注意电容C2和C3必须是低泄漏型的。通过增加复用器开关、积分器和缓冲器，可将该方法扩展至产生更多跟踪电压。

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许多电子和通信设备总是需要使用压控电流源(VCCS)和乘法器。在Gilbert Cell等电路中使用的乘法器可以产生与两个电压之积成比例的输出，但是在科学研究以及商业应用中，却一直存在如何实现单端乘法器的输出与两对电压差的乘积成正比的难题。下面介绍的电路提供了一种简单且廉价的方案。
为实现差分压控电流源(DVCCS)，必须考虑从线性压控电阻器(VCR)走线出来的设计元件。图1是一个线性压控电阻的简化电路，电阻值的正负的正负取决于施加在MOSFET栅极上电压VG1和VG2。假设两个MOSFET的特性相同，则输入端(V1)的等效电阻(REQ)为：

REQ=V1/i1=[K(VG1-VG2)]-1 (1)

其中，K=µsCOX(W/L)，W/L为高度和宽度之比，µs为电子迁移率，COX为栅极氧化物电容。这些结果是根据三极管工作区ID与VDS的关系而得到的。

式1表明等效电阻与两个电压的差成反比，我们可以利用这个特性来实现DVCCS。使这两个MOSFET不接地、交换M2和CCII(+)的位置并对电路稍做修改，就可以得到一个新的电路：DVCCS或二象限乘法器。

图2是按照上述设计原理实现的电路。该电路包含两个MOSFET和CCII(+)和CCI(-)两个电流传输器。MOSFET的三极管工作区中的电流iD1和iD2分别为：

iD1=K[(V4-V2-VTH)-((V1-V2)/2)](V1- V2) (2)

iD2=K[(V3-V2-VTH)-((V1-V2)/2)](V1-V2) (3)

假设电流传输器是理想的，即对于CCI(+)，有IX=IZ、IX=IY、VX=VY；对于CCI(-)，有IX=-IZ、IX=IY、VX=VY，则电流i2和i0分别为：

i2=iD2- iD1 (4)

i0=-i2 (5)

通过对式(2)到式(5)进行换算，可以导出输出端的电流：

i0=K[(V1-V2)(V3-V4)] (6)

在这四个电压中，如果有三个电压保持不变，则输出电流将与第4个电压成比例，从而实现一个传统的VCCS。如果所有四个电压都是变化的，则可得到一个差分VCCS，即输出电流与任意两个电压差都成正比。

另外，还可以把这种DVCCS看作二象限乘法器，它的输出电流与两个电压的积成比例。因为V3和V4被加到MOSFET的栅极上，所以它们的值必须始终为正。此外，改变差分电压的大小可以控制输出电流的方向。

该电路利用了MOSFET的优良特性，包括低功耗、高输入阻抗以及低制造成本(通过提高单元密度)，并且完全消除了非线性的平方特性。这样，这种DVCCS就成为外部呈线性、内部呈非线性(ELIN)的电路。

从图2可看出，所有电压的输入端都呈高输入阻抗。另外，由于输出电流通过电流传输器的Z端子，所以电路的电流输出具有低内阻特性。很显然，这个已实现了的VCCS的特性近似理想VCCS的特性。

据作者所知，至今还未出现把差分电压转换成单端电流的商业IC。如果以IC形式实现，该电路只需要7个接线端：4个电压输入、一个电流输出和两个电源端口。

这种差分VCCS可以应用于AGC放大器、幅度调制器、双边带调制器和检测器、单边带调制器和检测器、AM检测器、倍频器、平方电路、除法器、平方根电路、均方根测量电路、微辐射显示器、温度控制器和远程误差传感器等电路中。

将SET端接地使U1的输出电压为2.5V。U1的最大负载电流为200mA。Q1、R1、R2、R3从负载中分出另一个最大为120mA的电流，从而使得在无输出校准下的最大总负载电流为320mA。

除降低Q1的功耗之外，R1还可使Q1免于发生热失控并能在短路输出时提供瞬间保护。通过限制Q1环路的增益，R1还能防止振荡。当电流从U1的OUT端流至V_SS时，会在R2、R3上产生电压降V_R2，当V_R2值接近Q1的偏压V_BE时，Q1导通并产生负载电流。V_BE在室温下约为0.7V。

选择适当的R1、R2及R3值，以确保R2、R3及Q1在最大负载电流(本例为320mA)下具有最大耗散功率。当负载电流为320mA时，U1中的电流为200mA、Q1中的电流为120mA。最大负载下的元件功率耗散分别为：

P_R1=I_R1²*R1=120mA²*9.1ù=131Mw

P_Q1=V_Q1*I_Q1=(V_SS*V_R1*V_OUT)*I_Q1=(5V*1.1V*2.5V)*120mA=168mW

P_R2=I_R2²*R2=100mA²*18ù=180mW

P_R3=I_R3²*R3=100mA²*18ù=180mW

P_U1=V_U1*I_U1=(V_SS*V_R2-V_OUT)*I_U1=(5V*1.8V*2.5V)*200mA=140mW

为了提供更高的负载电流，可通过提高R1、R、R3及Q1的功率耗散等级来改进该电路。当负载电流为320mA时，各元件的详细资料如表所示。为了散热，电路板应有充足的铜片连接至散热元件的引脚。热量通过元件的引脚传导至电路板，然后通过铜片散发出去。通过能量转换保护电路板。

HomePlug Powerline Alliance为通过电源线连接的高速家用网络确立了行业标准。Analog Devices的Curt Wise预测，100-Mbit/s规格的HomePlug AV将于本年度得到业内认可。
对於局域网，房屋布线技术在范围上比无线方式具有优势。但作为传输中介，某些方面尚待完善。 由於多数CMOS数/模转换器提供了电流输出，一个不规则Z0可在转换器的输出管脚产生极大的电压摆幅。

对於可用于常规应用和电源线局域网的输出，Analog Devices的AD9865(参阅插图)可提供差动电流输出(框图右上方)。它们可直接传输给一个外置负载或内置低失真电流放大器。对於恒负载，电流放大器(IAMP)可配置为电流模式线路驱动器。对於电源线，它可配置为电压模式(带有两个外部NPN晶体管)，可产生23-dBm的峰值信号功率。