如何降低数字信号和模拟信号间的相互干扰呢？在设计之前必须了解电磁兼容(EMC)的两个基本原则：第一个原则是尽可能减小电流环路的面积；第二个 原则是系统只采用一个参考面。相反，如果系统存在两个参考面，就可能形成一个偶极天线(注：小型偶极天线的辐射大小与线的长度、流过的电流大小以及频率成 正比)；而如果信号不能通过尽可能小的环路返回，就可能形成一个大的环状天线(注：小型环状天线的辐射大小与环路面积、流过环路的电流大小以及频率的平方 成正比)。在设计中要尽可能避免这两种情况。

有人建议将混合信号电路板上的数字地和模拟地分割开，这样能实现数字地和模拟地之间的隔离。尽管这种方法可行，但是存在很多潜在的问题，在复杂的大 型系统中问题尤其突出。最关键的问题是不能跨越分割间隙布线，一旦跨越了分割间隙布线，电磁辐射和信号串扰都会急剧增加。在PCB设计中最常见的问题就是 信号线跨越分割地或电源而产生EMI问题。

如图1所示，我们采用上述分割方法，而且信号线跨越了两个地之间的间隙，信号电流的返回路径是什么呢？假定被分割的两个地在某处连接在一起(通常情 况下是在某个位置单点连接)，在这种情况下，地电流将会形成一个大的环路。流经大环路的高频电流会产生辐射和很高的地电感，如果流过大环路的是低电平模拟 电流，该电流很容易受到外部信号干扰。最糟糕的是当把分割地在电源处连接在一起时，将形成一个非常大的电流环路。另外，模拟地和数字地通过一个长导线连接 在一起会构成偶极天线。

了解电流回流到地的路径和方式是优化混合信号电路板设计的关键。许多设计工程师仅仅考虑信号电流从哪儿流过，而忽略了电流的具体路径。如果必须对地 线层进行分割，而且必须通过分割之间的间隙布线，可以先在被分割的地之间进行单点连接，形成两个地之间的连接桥，然后通过该连接桥布线。这样，在每一个信 号线的下方都能够提供一个直接的电流回流路径，从而使形成的环路面积很小。

采用光隔离器件或变压器也能实现信号跨越分割间隙。对于前者，跨越分割间隙的是光信号；在采用变压器的情况下，跨越分割间隙的是磁场。还有一种可行的办法是采用差分信号：信号从一条线流入从另外一条信号线返回，这种情况下，不需要地作为回流路径。

在实际工作中一般倾向于使用统一地，而将PCB分区为模拟部分和数字部分。模拟信号在电路板所有层的模拟区内布线，而数字信号在数字电路区内布线。在这种情况下，数字信号返回电流不会流入到模拟信号的地。

只有将数字信号布线在电路板的模拟部分之上或者将模拟信号布线在电路板的数字部分之上时，才会出现数字信号对模拟信号的干扰。出现这种问题并不是因为没有分割地，真正的原因是数字信号的布线不适当。

PCB设计采用统一地，通过数字电路和模拟电路分区以及合适的信号布线，通常可以解决一些比较困难的布局布线问题，同时也不会产生因地分割带来的一 些潜在的麻烦。在这种情况下，元器件的布局和分区就成为决定设计优劣的关键。如果布局布线合理，数字地电流将限制在电路板的数字部分，不会干扰模拟信号。 对于这样的布线必须仔细地检查和核对，要保证百分之百遵守布线规则。否则，一条信号线走线不当就会彻底破坏一个本来非常不错的电路板。

在将A/D转换器的模拟地和数字地管脚连接在一起时，大多数的A/D转换器厂商会建议：将AGND和DGND管脚通过最短的引线连接到同一个低阻抗 的地上(注：因为大多数A/D转换器芯片内部没有将模拟地和数字地连接在一起，必须通过外部管脚实现模拟和数字地的连接)，任何与DGND连接的外部阻抗 都会通过寄生电容将更多的数字噪声耦合到IC内部的模拟电路上。按照这个建议，需要把A/D转换器的AGND和DGND管脚都连接到模拟地上，但这种方法 会产生诸如数字信号去耦电容的接地端应该接到模拟地还是数字地的问题。

如果系统仅有一个A/D转换器，上面的问题就很容易解决。如图3中所示，将地分割开，在A/D转换器下面把模拟地和数字地部分连接在一起。采取该方法时，必须保证两个地之间的连接桥宽度与IC等宽，并且任何信号线都不能跨越分割间隙。

如果系统中A/D转换器较多，例如10个A/D转换器怎样连接呢？如果在每一个A/D转换器的下面都将模拟地和数字地连接在一起，则产生多点相连，模拟地和数字地之间的隔离就毫无意义。而如果不这样连接，就违反了厂商的要求。

最好的办法是开始时就用统一地。如图4所示，将统一的地分为模拟部分和数字部分。这样的布局布线既满足了IC器件厂商对模拟地和数字地管脚低阻抗连接的要求，同时又不会形成环路天线或偶极天线而产生EMC问题。

分割地的方法还有用吗？

在以下三种情况可以用到这种方法：一些医疗设备要求在与病人连接的电路和系统之间的漏电流很低；一些工业过程控制设备的输出可能连接到噪声很大而且功率高的机电设备上；另外一种情况就是在PCB的布局受到特定限制时。

在混合信号PCB板上通常有独立的数字和模拟电源，能够而且应该采用分割电源面。但是紧邻电源层的信号线不能跨越电源之间的间隙，而所有跨越该间隙 的信号线都必须位于紧邻大面积地的电路层上。在有些情况下，将模拟电源以PCB连接线而不是一个面来设计可以避免电源面的分割问题。

混合信号PCB设计是一个复杂的过程，设计过程要注意以下几点：

1.将PCB分区为独立的模拟部分和数字部分。 2.合适的元器件布局。 3.A/D转换器跨分区放置。 4.不要对地进行分割。在电路板的模拟部分和数字部分下面敷设统一地。 5.在电路板的所有层中，数字信号只能在电路板的数字部分布线。 6.在电路板的所有层中，模拟信号只能在电路板的模拟部分布线。 7.实现模拟和数字电源分割。 8.布线不能跨越分割电源面之间的间隙。 9.必须跨越分割电源之间间隙的信号线要位于紧邻大面积地的布线层上。 10.分析返回地电流实际流过的路径和方式。 11.采用正确的布线规则

硬件设计人员时常遇到这样的问题：PCB板上通过大电流的铜箔应该布多宽？布的细了，PCB发热甚至燃烧；布的宽 了，又占面积，影响其他走线。有关资料规定：一般裸铜线的通流量为5A/mm2，变压器绕制漆包线的通流量为2.5A/mm2，没有PCB板铜箔通流量的 规定。那么印制板上铜箔的通流量是多少呢？带着这个问题，我们查询了大量资料并专门做了个实验。

实验方法是选用双面板上不同的印制板铜箔施以大小不同的电流，用红外测温仪测量铜箔表面温升。

同样根据IEC326-3（1991）标准中的公式也可以计算铜箔表面温升，公式如下：

上式中ρ代表电阻率（铜取值1.8X105Ω），I代表电流（A），w代表铜箔宽度（MM），h代表铜箔厚度（MM），α代表热传导系数（取值0.8-1.8X10-5W/mm2*℃).

将实验测量值与理论计算值对比结果如下表：

通过实验和计算的结果对比可以得出如下结论和建议：

1.实验实测值和理论计算值大致相当，所有实测值均小于计算值，是因为实验室散热条件很好（周围无其他发热体）且测试时间较短所致（5分钟）。实际设备中因散热条件不佳而发热会大些。

2.印制板铜箔的温升与长度无关，从公式中和表中3，4项测试结果均可得出，因此不能以印制线路较短而忽视发热。

3.印制板铜箔的发热温升与电流的平方成正比，电流增大时温升很快。

4.印制板铜箔的发热温升与宽度的平方和厚度成反比，所以增大宽度最有利于散热，只有在面积局限时才考虑增加厚度。

5.单位截面通流量与散热没有绝对的比例关系，但基本成正变关系，因为截面积相同而宽度不同时发热不同，从表中看 出，如果要保证3C左右温升，则通流量要在10A/mm2以下；印制板非功率部件，我们建议温升在3℃以内，也就是说通流量在10A/mm2以下。此时发 热与散热会很快平衡且不会对周围电路有较大影响。

6.以上方法不仅可以估算温升，也可以反过来估算PCB布线宽度。例如用一盎司厚度的铜箔布线，通过20A直流电流要保证3℃以内温升则铜箔宽度至少要30mm宽。