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项目名称:频率发生器 v2.0 
项目简介:通过LCD上的菜单,实时设置Mega8的三个定时器的各个寄存器,这样, 
   就可以通过示波器来监视Mega8的定时器的各个寄存器相互作用. 

比如:Mega8的T1定时器,是最难懂的也是比较复杂的定时器之一,而我们可以通过 
这个项目,了解到T1定时器所需的各个寄存器的相互作用. 
又比如:Mega8的 COM1A/B与WGM1之间的作用,通过这个实时设置,就可以实时的通过示波器 
看到. 

这个项目没有任何按键,所有的用户交互都是通过电视遥控器和红外接收头来完成的. 

之前有发表过程序，但没有上图片和原理图，
http://www.ouravr.com.cn/bbs/bbs_content.jsp?bbs_sn=673335&bbs_page_no=1&bbs_id=1000
这次全部加上。












原理图

AVR源程序(CVAVR 1.24.8)

生成AVR菜单的工具

红外解码部分看这里＜＜利用555时基芯片和AVR的ICP的功能来解码IR（红外）＞＞
http://www.ouravr.com.cn/bbs/bbs_content.jsp?bbs_sn=673341&bbs_page_no=1&bbs_id=1000

光电耦合器(简称光耦)，是一种把发光元件和光敏元件封装在同一壳体内，中间通过电→光→电的转换来传输电信号的半导体光电子器件。光电耦合器可根据不同要求，由不同种类的发光元件和光敏元件组合成许多系列的光电耦合器。目前应用最广的是发光二极管和光敏三极管组合成的光电耦合器，其内部结构如图1a所示。
    光耦以光信号为媒介来实现电信号的耦合与传递，输入与输出在电气上完全隔离，具有抗干扰性能强的特点。对于既包括弱电控制部分，又包括强电控制部分的工业应用测控系统，采用光耦隔离可以很好地实现弱电和强电的隔离，达到抗干扰目的。但是，使用光耦隔离需要考虑以下几个问题：
① 光耦直接用于隔离传输模拟量时，要考虑光耦的非线性问题；
② 光耦隔离传输数字量时，要考虑光耦的响应速度问题；
③ 如果输出有功率要求的话，还得考虑光耦的功率接口设计问题。

1 光电耦合器非线性的克服
    光电耦合器的输入端是发光二极管，因此，它的输入特性可用发光二极管的伏安特性来表示，如图1b所示；输出端是光敏三极管，因此光敏三极管的伏安特性就是它的输出特性，如图1c所示。由图可见，光电耦合器存在着非线性工作区域，直接用来传输模拟量时精度较差。
 
图1 光电耦合器结构及输入、输出特性
    解决方法之一，利用2个具有相同非线性传输特性的光电耦合器，T1和T2，以及2个射极跟随器A1和A2组成，如图2所示。如果T1和T2是同型号同批次的光电耦合器，可以认为他们的非线性传输特性是完全一致的，即K1(I1)=K2(I1)，则放大器的电压增益G=Uo/U1=I3R3/I2R2=(R3/R2)[K1(I1)/K2(I1)]=R3/R2。由此可见，利用T1和T2电流传输特性的对称性，利用反馈原理，可以很好的补偿他们原来的非线性。
 
图2 光电耦合线性电路
    另一种模拟量传输的解决方法，就是采用VFC(电压频率转换)方式，如图3所示。现场变送器输出模拟量信号(假设电压信号)，电压频率转换器将变送器送来的电压信号转换成脉冲序列，通过光耦隔离后送出。在主机侧，通过一个频率电压转换电路将脉冲序列还原成模拟信号。此时，相当于光耦隔离的是数字量，可以消除光耦非线性的影响。这是一种有效、简单易行的模拟量传输方式。
 
图3 VFC方式传送信号
    当然，也可以选择线性光耦进行设计，如精密线性光耦TIL300，高速线性光耦6N135/6N136。线性光耦一般价格比普通光耦高，但是使用方便，设计简单；随着器件价格的下降，使用线性光耦将是趋势。

2 提高光电耦合器的传输速度
    当采用光耦隔离数字信号进行控制系统设计时，光电耦合器的传输特性，即传输速度，往往成为系统最大数据传输速率的决定因素。在许多总线式结构的工业测控系统中，为了防止各模块之间的相互干扰，同时不降低通讯波特率，我们不得不采用高速光耦来实现模块之间的相互隔离。常用的高速光耦有6N135/6N136，6N137/6N138。但是，高速光耦价格比较高，导致设计成本提高。这里介绍两种方法来提高普通光耦的开关速度。
    由于光耦自身存在的分布电容，对传输速度造成影响，光敏三极管内部存在着分布电容Cbe和Cce，如图4所示。由于光耦的电流传输比较低，其集电极负载电阻不能太小，否则输出电压的摆幅就受到了限制。但是，负载电阻又不宜过大，负载电阻RL越大，由于分布电容的存在，光电耦合器的频率特性就越差，传输延时也越长。
 
图4 光敏三极管内部分布电容
    用2只光电耦合器T1，T2接成互补推挽式电路，可以提高光耦的开关速度，如图5所示。当脉冲上升为“1”电平时，T1截止，T2导通。相反，当脉冲为“0”电平时，T1导通，T2截止。这种互补推挽式电路的频率特性大大优于单个光电耦合器的频率特性。
 
图5 2只光电耦合器构成的推挽式电路
    此外，在光敏三极管的光敏基极上增加正反馈电路，这样可以大大提高光电耦合器的开关速度。如图6所示电路，通过增加一个晶体管，四个电阻和一个电容，实验证明，这个电路可以将光耦的最大数据传输速率提高10倍左右。
 
图6 通过增加光敏基极正反馈来提高光耦的开关速度

3 光耦的功率接口设计
    微机测控系统中，经常要用到功率接口电路，以便于驱动各种类型的负载，如直流伺服电机、步进电机、各种电磁阀等。这种接口电路一般具有带负载能力强、输出电流大、工作电压高的特点。工程实践表明，提高功率接口的抗干扰能力，是保证工业自动化装置正常运行的关键。
    就抗干扰设计而言，很多场合下，我们既能采用光电耦合器隔离驱动，也能采用继电器隔离驱动。一般情况下，对于那些响应速度要求不很高的启停操作，我们采用继电器隔离来设计功率接口；对于响应时间要求很快的控制系统，我们采用光电耦合器进行功率接口电路设计。这是因为继电器的响应延迟时间需几十ms，而光电耦合器的延迟时间通常都在10us之内，同时采用新型、集成度高、使用方便的光电耦合器进行功率驱动接口电路设计，可以达到简化电路设计，降低散热的目的。
    图7是采用光电耦合器隔离驱动直流负载的典型电路。因为普通光电耦合器的电流传输比CRT非常小，所以一般要用三极管对输出电流进行放大，也可以直接采用达林顿型光电耦合器(见图8)来代替普通光耦T1。例如东芝公司的4N30。对于输出功率要求更高的场合，可以选用达林顿晶体管来替代普通三极管，例如ULN2800高压大电流达林顿晶体管阵列系列产品，它的输出电流和输出电压分别达到500mA和50V。
 
图7 光电隔离，加三极管放大驱动
 
图8 达林顿型光电耦合器
    对于交流负载，可以采用光电可控硅驱动器进行隔离驱动设计，例如TLP541G，4N39。光电可控硅驱动器，特点是耐压高，驱动电流不大，当交流负载电流较小时，可以直接用它来驱动，如图9所示。当负载电流较大时，可以外接功率双向可控硅，如图10所示。其中，R1为限流电阻，用于限制光电可控硅的电流；R2为耦合电阻，其上的分压用于触发功率双向可控硅。
 
图9 小功率交流负载
 
图10 大功率交流负载
    当需要对输出功率进行控制时，可以采用光电双向可控硅驱动器，例如MOC3010。图11为交流可控驱动电路，来自微机的控制信号 经过光电双向可控硅驱动器T1隔离，控制双向可控硅T2的导通，实现交流负载的功率控制。
 
图11 交流可控电路
    图12为交流电源输出直流可控电路。来自微机的控制信号 经过光电双向可控硅驱动器隔离，控制可控硅桥式整流电路导通，实现交流一直流的功率控制。此电路已经应用在我们实验室研制的新型电机控制设备中，效果良好。
 
图12 交-直流可控

4 结束语
    本文从光电耦合器的基本结构、性能特点出发，针对实际应用中可能遇到的非线性、响应速度、功率接口设计三个方面，提出了相应的几种电路设计方案，并介绍了各种不同类型的光电耦合器及其应用实例。

1 概述

AD7787是ADI公司推出的适用于低频测量的低功耗、低噪声、双通道、24位Σ-Δ模数转换器。它利用片内时钟电路工作，因而无需用户提供时钟源。AD7787的数据输出速率可由软件设置，这一特性使其转换速率可在9.5Hz～120Hz之间变化。该芯片采用10脚MSOP封装，非常适合用需要高分辨率、低功耗的便携式仪器、温度测量、传感器测量、称重仪等。

AD7787的主要特点如下：

●可在2.5V～5.25V电压范围内工作。正常模式下的最大工作电流为75μA，掉电模式下为1μA；

●9.5Hz转换速率下的RMS噪声为1.1μV；

●22位有效分辨率时的峰峰值分辨率为19.5位；

●内部非线性度：3.5ppm；

●具有50Hz和60Hz同步抑制功能；

●具有内部时钟振荡器和VDD监控通道；

●内含轨至轨输入缓冲器；

●带有三线制串行接口，与SPI、QSPI、MICROWIRE及DSP兼容；

●工作温度范围为-40～+105℃。

2 引脚排列及功能

AD7787的引脚排列如图1所示。

3 工作原理

AD7787的内部结构功能框图如图2所示。它内部集成了一个Σ-Δ调制器、一个缓冲器和一个片内数字滤波器。数字滤波器的主要功能是提供正常模式抑制。在16.6Hz默认转换速率条件下，它能提供50Hz和60Hz的同步抑制。AD7787采用内部时钟电路工作，因而无需外接时钟源。时钟频率以2、4、8因子分频后应用于调制器和滤波器，从而可降低芯片的功耗。当采用5V单电源供电、缓冲器使能且时钟以最大速率工作时，AD7787的功耗电流最大仅为160μA。

AD7787有5个片内寄存器：通信寄存器、状态寄存器、模式寄存器、滤波器寄存器和数据寄存器。所有对AD7787的设置和控制都是通过这些寄存器来实现的。

    AD7787具有三种工作模式，分别为：单转换模式、连续转换模式和连续模式。

3.1 单转换模式

单转换模式时的转换时序如图3所示。此模式下，AD7787在转换期间被置于关闭模式。通过将模式寄存器的MD1位置1、MD0位置0可实现单转换初始化。AD7787上电后首先执行单转换模式，然后返回到关闭模式。此转换需2个ADC时钟周期。转换完成后，DOUT/RDY变低。数据字从数据寄存器读出后，DOUT/RDY变高。而如果CS为低电平，则DOUT/RDY将保持高电平直到另一次转换被初始化并完成。实际上，如果有必要，即使DOUT/RDY已经变为高电平，仍可对数据寄存器进行几次读操作。

3.2 连续转换模式

图4所示是连续转换模式的时序。这是上电缺省模式。AD7787进行连续转换时，状态寄存器内的RDY引脚在每次转换结束后变低。如果CS为低，转换完成后DOUT/RDY线也将变低。用户可通过向通信寄存器进行写操作来说明下一个操作是读数据寄存器。一旦SCLK脉冲应用于ADC，数字转换就被置于DOUT/RDY引脚上。读转换时，DOUT/RDY将返回到高电平。若有需要，用户可再读取几次寄存器，但必须保证数据寄存器在下次转换完成前不被访问，否则新的转换字将会丢失。

3.3 连续读模式

连续读模式时的转换时序如图5所示。此模式下，当用户向通信寄存器写入001111XX后，只需为ADC提供合适的SCLK周期数，系统即可在转换完成后将24位字自动置于DOUT/RDY线。这比每次转换完成后向通信寄存器进行写操作才能访问数据更先进。

实际上，当DOUT/RDY变低表示转换结束时，系统必须向ADC提供足够的SCLK周期，同时将数据转换置于DOUT/RDY线。而当转换结果被读出时，DOUT/RDY返回到高电平直到下一次转换开始。在此模式下，用户只能对数据进行读操作，且必须保证数据字在下一次转换结束前被读出。若用户没有在下一次转换结束前读出数据，或者AD7787没有足够的时间读出，则串行输出寄存器将在下一次转换结束时复位，并保存新的转换结果。通过在RDY引脚变低时间向通信寄存器写入001110XX指令可退出连续读模式。在连续读模式下，如果ADC监视器在DIN线上被激活，它将接收到退出连续读模式的命令。另外，若32个连续1出现在DIN线上，则ADC复位，而且DIN一直保持低电平，直到重新向芯片写指令。

4 应用中需注意的问题

4.1 模拟输入通道

AD7787缓冲模式下的绝对输入电压范围限制在GND+100mV～VDD-100mV，因此必须小心设置共模电压以免超出限制而降低AD7787的线性度和噪声性能；非缓冲模式下的绝对输入电压范围为GND-100mV～VDD+30mV，此时不能监控对地的、小的真双极性信号。另外需要注意的是，由于非缓冲输入通道给驱动源提供了一个动态负载。因此，连接在输入管脚上的电阻/电容会引起直流增益误差，此误差的大小取决于驱动ADC输入源的输出阻抗。



    4.2 参考输入

应用参考输入时应当注意，由于参考输入可能会产生一个高阻抗动态负载。因此，连接在输入管脚上的电阻/电容也可能会引起直流增益误差，此误差的大小取决于驱动参考输入源的输出阻抗。另外，由于推荐使用的参考电压源的输出阻抗较低，因此应REFIN引脚上连接退耦电容，且应以不给系统引入增益误差为原则。通过外部电阻获得的参考输入电压意味着参考输入可看作是一个大的外部源阻抗，故此类型电路配置不推荐在REFIN引脚上外接退耦装置。

4.3 接地和布线

AD7787比传统的高分辨率转换器更能抑制噪声干扰。它的数字滤波器可抑制电源电压上的宽带噪声，并去除来自模拟输入和参考输入的噪声。然而，由于AD7787的分辨率很高，且产生的噪声非常低，因此要合理设计地线和布线。

设计AD7787印刷电路板时，应将模拟部分和数字部分分开，并应将其限制在板内确定的区域。同时应将AD7787的GND引脚与系统的AGND相连。在任一布线层，用户必须留意系统内的电流流动，以保证所有电流的返回路径都尽可能地靠近它们到达目的地所走的路径，以避免数字电流流过板内AGND部分。

为了防止噪声耦合，应在AD7787所在层的下面布一层地线。另外，为降低电源线上的阻抗和减少电源线上的干扰效应，应将AD7787的电源线尽可能加宽。快速转换信号（如时钟信号）必须使用数字地将其屏蔽，以避免其向板内的其它部分辐射噪声。此外，还应避免数字信号和模拟信号的相互干扰。不同相邻层上的走线不要直角走线，以避免产生馈通噪声。

    使用高分辨率ADC时，电源和地的去耦设计是至关重要的。为此供电电源VDD应采用电容旁路技术，采用0.1μF的旁路电容并以尽可能短的路径连接各相应的电源和地，这样可旁路掉高频成分，同时，还应并联1个10μF的钽电容旁路低频成分。所有的逻辑芯片均应通过0.1μF陶瓷电容来退耦。

5 应用电路

电池监测中，通常需要测量电池的电流和电压，具体监控电路如图6所示。图中，电流流经一个100μΩ的电阻器，其值在-200A～+2000A之间变化，该电流的测量可通过AIN1通道与分流电阻直接连接来实现。电池电压的变化范围为12V～42V，峰值电压为60V。在它应用于AD7787之前，使用外部电阻网可衰减此电压。由于AD7787本身带有缓冲器，因此，用户可直接将AIN2通道与高阻抗衰减器电路相连接，而不必担心会引入增益误差。

 集成运放出现阻塞现象时，放大电路将失去放大能力，相当于信号被运放阻断一样。例如电压跟随器就常发生阻塞现象，这是因为跟随器的输入、输出电压幅度相等，其输入信号的幅度一般较大(跟随器作为输出级时)，如果运放输入级偏置电压不大于输入信号的峰一峰值，则输入级在输入信号峰值时会变为饱和状态，当出现饱和时，输入、输出电压变为同相，负反馈就变为正反馈。显然，正反馈将导致输入级一直处于饱和状态，输入信号将不能正常输出，这就造成了阻塞现象。

    为了进一步说明阻塞现象的成因，举例如下：图(a)为晶体管输入型运放的输入级电路，现假定共模输入电压范围小于+8V，并假定输出信号的电压振幅为+14V。若运放接成电压跟随器，参见图(b)，现有一个大于8V的信号加于同相输入端(对应③脚)，当输入信号处于正半周时，输出电压Vo也为正值，这个电压Vo经反馈加在输入差动放大电路Q2的基极，此时Q2将处于饱和导通状态(集电结处于正向偏置)，因此+Vs通过Q2的集电极电阻直接加在运放的输出端，使运放出现阻塞现象。一旦发生阻塞，只能采用切断电源的方法来破坏正反馈。即为恢复运放正常工作，需暂时切断电源。这种阻塞现象具有极大的危险性，它可能使器件迅速损坏，其原因是：由图(a)知输入级采用NPN型晶体管组成差动放大电路，由于输入信号幅度超过共模电压的允许范围，电路将在信号正峰值时出现阻塞，若信号源内阻较低，反馈电阻也较小，流过Q2集电结的电流就过大，有可能烧坏晶体管Q2，使集成运放损坏。另外，在输出端上不论什么原因产生的输出瞬时过压也会造成阻塞现象。

    消除阻塞现象的方法一般可分为两类：限制输入电压法 和 防止输出瞬时过压法。图(b)所示电路即为限制输入电压钳位法，图中±Vcm为共模输入电压上、下限极限值，运用二极管D1和D2实现将输入电压钳位在±Vcm之间。这个方法具有通用性。当运放的电压放大倍数大于l时，其钳位电平值应降低相应的倍数。

1 电压/电流转换电路

    电压/电流转换即V/I转换，是将输入的电压信号转换成满足一定关系的电流信号，转换后的电流相当一个输出可调的恒流源，其输出电流应能够保持稳定而不会随负载的变化而变化。V/I转换原理如图1。
  

    由图1可见，电路中的主要元件为一运算放大器LM324和三极管BG9013及其他辅助元件构成，V0为偏置电压，Vin为输入电压即待转换电压，R 为负载电阻。其中运算放大器起比较器作用，将正相端电压输入信号与反相端电压V-进行比较，经运算放大器放大后再经三极管放大，BG9013的射级电流Ie作用在电位器Rw上，由运放性质可知：
         V-= Ie·Rw= (1+ k)Ib·Rw
(k为BG9013的放大倍数)

    流经负荷R 的电流Io即BG9013的集电极电流等于k·Ib。令R1=R2，则有
         V0+Vm= V+= V-= (1+k)Ib·Rw= (1+1/k)Io·Rw
    其中k》1，所以Io≈ (Vo+Vin)/Rw。

    由上述分析可见，输出电流Io的大小在偏置电压和反馈电阻Rw为定值时，与输入电压Vin成正比，而与负载电阻R 的大小无关，说明了电路良好的恒流性能。改变V0的大小，可在Vin=0时改变Io的输出。在V0一定时改变Rw的大小，可以改变Vin与Io的比例关系。由Io≈(V0+Vi)/Rw 关系式也可以看出，当确定了Vin 和Io之间的比例关系后，即可方便地确定偏置电压V0和反馈电阻Rw。例如将0～5V 电压转换成0～5mA的电流信号，可令V0=0，Rw=1kΩ，其中Vo=0相当于将其直接接地。若将0～5V电压信号转换成1～5mA电流信号，则可确定V0=1.25V，Rw=1.25kΩ。同样若将4～20mA 电流信号转换成1～5mA电流信号，只需先将4～20mA转换成电压即可按上述关系确定V0和Rw的参数大小，其他转换可依次类推。
    为了使输入输出获得良好的线性对应关系，要特别注意元器件的选择，如输入电阻R1、R2及反馈电阻Rw，要选用低温漂的精密电阻或精密电位器，元件要经过精确测量后再焊接，并经过仔细调试以获得最佳的性能。我们在多次实际应用中测试，上述转换电路的最大非线性失真一般小于0.03% ，转换精度符合要求。

2 电压/频率转换电路

     电压/频率转换即V/F 转换，是将一定的输入电压信号按线性的比例关系转换成频率信号，当输入电压变化时，输出频率也响应变化。针对煤矿的特殊要求，我们只分析如何将电压转换成200～1000Hz的频率信号。
    实现V/F 转换有很多的集成芯片可以利用，其中LM331是一款性能价格比较高的芯片，由美国NS公司生产，是一种目前十分常用的电压/频率转换器，还可用作精密频率电压转换器、A/D转换器、线性频率调制解调、长时间积分器及其他相关器件。由于LM331采用了新的温度补偿能隙基准电路，在整个工作温度范围内和低到4.0V电源电压下都有极高的精度。LM331的动态范围宽，可达100dB；线性度好，最大非线性失真小于0.01% ，工作频率低到1Hz时尚有较好的线性；变换精度高，数字分辨率可达12位；外接电路简单，只需接入几个外部元件就可方便构成V/F或F/V 等变换电路，并且容易保证转换精度。LM331可采用双电源或单电源供电，可工作在4.0～40V 之间，输出可高达40V，而且可以防止Vs短路。图2是由LM331组成的典型的电压/频率变换器。
  
    其输出频率与电路参数的关系为：
Fout= Vin·Rs/(2.09·R1·Rt·Ct)
    可见，在参数Rs、R1、Rt、Ct确定后，输出脉冲频率Fout与输入电压Vin成正比，从而实现了电压-频率的线性变换。改变式中Rs的值，可调节电路的转换增益，即V和F之间的线性比例关系。将1～5V 的电压转换成200～ 1000Hz的频率信号，电路参数理论值为R =18kΩ，Ct=0.022uF，R1=100kΩ，Rs=16.5528kΩ，由于元器件与标称值存在误差，在电路参数基本确定后，通过调节Rs的电位器，可以实现所需V/F线性变换。
    由Fout= Vin·Rs/(2.09·R1·Rt·Ct)可知，电阻Rs、R1、Rt和电容Ct直接影响转换结果Fout，因此对元件的精度要有一定的要求，可根据转换精度适当选择，其中Rt、Ct、Rs、R1要选用低温漂的稳定元件，Cin可根据需要选择0.1uF 或1uF 。电容C1对转换结果虽然没有直接的影响，但应选择漏电流小的电容器。电阻R1和电容C1组成低通滤波器，可减少输入电压中的干扰脉冲，有利于提高转换精度。电路中的47Ω 电阻对确保电路线性失真度小于0.03% 是十分必须的。
    图2电路是将1～5V 的电压转换成200～1000Hz的频率信号的典型电路及参数，要实现将4～20mA或0～5V转换成200～1000Hz的频率信号只要增加一些辅助电路即可实现，其他转换也依此类推。

 

http://www.seinp.com/dz/analog/0/analog-529-1.html