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发表于 2008-5-7 10:26:53

ITPS功能模块
什么是ITPS？汽车的点火控制系统。该模块可实现由点火控制系统直接控制PC的启动和退出。简单说，就是上车一拧钥匙，PC延时5s自动开机（躲过启动发动机时的用电峰值），下车一拔钥匙就走人，30s后ITPS给XP发出关机指令，延时30s是防止驾驶时发生意外（如熄火等）导致PC掉电关机。然后再等60s后逐级切断电源，这期间win xp已自己关机了。都说等待win xp启动和关闭是件痛苦的事，ITPS功能模块很好的解决了这个矛盾。

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推荐车载电源的一篇外文资料

发表于 2008-5-6 13:55:17

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无主板启动电源——ATX电源接口定义

发表于 2008-1-12 15:22:53

本人按：也许很多人都用过所谓“易驱线”吧？它可以把IDE口转换成USB接口，这样就可以用电脑上的USB口插普通硬盘用了。“易驱线”是需要独立电源的，可是几乎所有“易驱线”的原配电源几乎都有个问题：很不稳定。电压不足导致硬盘中途停工是常事儿，伤害硬盘不说，最关键的是经常造成重要数据遗失，所以平时都是提心吊胆地用“易驱线”的，而在电脑里的硬盘就没出现过这种事。那何不用我那废弃的电脑电源来给硬盘供电呢？

其实很简单，只要能把电源打开就行了，可现在的ATX电源都是电位控制开关而非机械开关，这就需要从电源的那一排查线孔中找出可以激活电源的那个针（Pin）。

ATX电源排针（Pin）的标准是这么定义的：

Pin	Name	Description
1	3.3V	提供 +3.3V 电源
2	3.3V	提供 +3.3V 电源
3	GND	地线
4	5V	提供 +5V 电源
5	GND	地线
6	5V	提供 +5V 电源
7	GND	地线
8	PW-OK	Power OK，指示电源正常工作
9	5VSB	提供 +5V Stand by电源，供电源启动电路用
10	12V	提供 +12V 电源
11	3.3V	提供 +3.3V 电源
12	-12V	提供 -12V 电源
13	GND	地线
14	PS-ON	电源启动信号，低电平-电源开启，高电平-电源关闭
15	GND	地线
16	GND	地线
17	GND	地线
18	-5V	提供 -5V 电源
19	5V	提供 +5V 电源
20	5V	提供 +5V 电源

可见，14号针（Pin 14 PS-ON）就是控制电源开启关闭的。你也许有疑问就单个针没有回路怎么控制开关，其实所有的地线（GND）都可以与其他任意针组成回路，所谓“低电位”开启，“高电位”关闭，就是当Pin 14针与 GND 针短接后，Pin 14针本身的电位就低了，电源也就开启了，反之亦然。

现在很清楚了——要想无主板开启ATX电源，只需要将Pin 14针（绿色线，图中也标绿了）与任意一个GND针（黑色线，图中标灰了）短接就可以了。

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大电流便携式DC/DC变换中MOSFET功耗的计算

发表于 2008-1-8 13:08:41

众所周知，今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。近年来，内核CPU所需的电源电流每两年就翻一番，即便携式内核CPU电源电流需求会高达40A之大，而电压在0.9V和1.75V之间。事实上，尽管电流需求在稳步增长，而留给电源的空间却并没有增加，这个现实已达到甚至超出了在热设计方面的极限。

对于如此大电流的电源，通常将其分割为两个或多相，即每一相提供15A到25A，例如，将一个40A电源变成了两个20A电源。虽然可以使元器件的选择更容易，但是并没有额外增加板上或环境空间，对于减轻热设计的工作基本上没有多大帮助。这是因为在设计大电流电源时，MOSFET是最难确定的器件。这一点在笔记本电脑中尤其显著，在这种环境中，散热器、风扇、热管和其它散热方式通常都留给了CPU。而电源设计常常要面临诸多不利因素,诸如狭小的空间和静止的气流以及其元器件散发的热量等恶劣环境，而且，没有任何其它方式可以用来协助散热。

那么如何挑选MOSFET呢？回答是，在挑选MOSFET时，首先要选择有足够的电流处理能力的，并具有足够的散热通道的，最后还要从量化上考虑必要的热耗和保证足够的散热路径，据此，计算出MOSFET的功耗，并确定它们的工作温度。本文分析了一个多相、同步整流、降压型CPU电源中MOSFET功耗的计算方法。SimWer个人空间-K T|0O:H2q
SimWer个人空间$KB{/W;B+{*] R
图1SimWer个人空间2QK5O~1N8dGu

lp2q&YI0p01 MOSFET功耗的计算

为了确定一个MOSFET是否适合于特定的应用，必须计算其功耗，MOSFET功耗（PL）主要包含阻性损耗（PR）和开关损耗（PS）两部分，即PL=PR＋PSMOSFET的功耗很大程度上依赖于它的导通电阻RDS(on)，但是，MOSFET的RDS(on)与它的结温Tj有关。而Tj又依赖于MOSFET管的功耗以及MOSFET的热阻θJA。由于功耗的计算涉及到若干个相互依赖的因素，为此，可以采用一种迭代过程获得我们所需要的结果，如图1流程所示。

迭代过程起始于为每个MOSFET假定一个Tj，然后，计算每个MOSFET各自的功耗和允许的环境温度。当允许的环境温度达到或略高于机壳内最高温度设计值时，这个过程便结束了。这是一种逆向的设计方法，因为，先从一个假定的Tj开始计算，要比先从环境温度计算开始容易一些。

能否将这个计算所得的环境温度尽可能地提高呢？回答是不行的。因为，这势必要求采用更昂贵的MOSFET，并在MOSFET下铺设更多的铜膜，或者要求采用一个更大、更快速的风扇产生气流等，所有这些都是不切实际的。
oa!z'eF$x s4Bi)@0 点击图片可在新窗口打开 SimWer个人空间X,r$ktR W9` o9S
对于开关和同步整流MOSFET，可以选择一个允许的最高管芯结温Tj(hot)作为迭代过程的出发点，多数MOSFET的数据手册只规定了＋25℃下的最大RDS(on)，不过最近有些产品也提供了＋125℃下的最大值。MOSFET的RDS(on)随着温度的增高而增加，典型温度系数在0.35％／℃～0.5％／℃之间，如图2所示。如果拿不准，可以用一个较为保守的温度系数和MOSFET的＋25℃规格(或＋125℃规格)，在选定的Tj(hot)下以最大RDS(on)作近似估算，即

点击图片可在新窗口打开

式中：RDS(on)SPEC为计算所用的MOSFET导通电阻；

TSPEC为规定RDS(on)SPEC时的温度。

利用计算出的RDS(on)hot可以确定同步整流和

开关MOSFET的功耗。为此，将进一步讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功耗，以及完成迭代过程的后续步骤，其整个过程详述如图1所示。

1.1 同步整流的功耗

除最轻负载外，同步整流MOSFET的漏、源电压在开通和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此，同步整流几乎没有开关损耗，它的功耗PL只须考虑阻性损耗即可。最坏情况下的损耗发生在同步整流工作在最大占空比时，也就是输入电压达到最低时。利用同步整流的RDS(on)和工作占空比，通过欧姆定律可以近似计算出它的功耗，即

点击图片可在新窗口打开

1.2 开关MOSFET的功耗

开关MOSFET的阻性损耗PR计算和同步整流非常相似，也要利用它的占空比(但不同于前者)和RDS(on)hot，即

点击图片可在新窗口打开

开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难，因为它依赖于许多难以量化并且没有规范的因素，这些因素同时影响到开通和关断过程。为此，可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价，然后通过实验对其性能进行验证，即

点击图片可在新窗口打开

式中：Crss为MOSFET的反向传输电容(数据手册

中的一个参数)；

fs为开关频率；

Igatb为MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通(Vgs位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收／源出电流。

若从成本因素考虑，将选择范围缩小到特定的某一代MOSFET(不同代MOSFET的成本差别很大)，就可以在这一代的器件中找到一个能够使功率耗散最小的器件。这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗,使用更小、更快的器件所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低，而使用更大〔而RDS(on)更低〕的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。

如果Vin是变化的，需要在Vin(max)和Vin(min)下分别计算开关MOSFET的功耗。最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该功耗是两种因素之和：在Vin(min)时达到最高的阻性耗散(占空比较高),以及在Vin(max)时达到最高的开关损耗。一个好的选择应该在Vin的两种极端情况下具有大致相同的功耗，并且在整个Vin范围内保持均衡的阻性和开关损耗。

如果损耗在Vin(min)时明显高出，则阻性损耗起主导作用。这种情况下，可以考虑用一个电流更大一点的MOSFET(或将一个以上的MOSFET相并联)以降低RDS(on)。但如果在Vin(max)时损耗显著高出，则应该考虑用电流小一点的MOSFET(如果是多管并联的话，或者去掉一个M0SFET)，以便使其开关速度更快一点。如果阻性和开关损耗已达平衡，但总功耗仍然过高，也有多种办法可以解决：

——改变或重新定义输入电压范围；

——降低开关频率以减小开关损耗，或选用RDS(on)更低的MOSFET；

——增加栅极驱动电流，有可能降低开关损耗；

——采用一个技术改进的MOSFET，以便同时获得更快的开关速度、更低的RDS(on)和更低的栅极电阻。

需要指正的是,脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的，因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。

2 关于热阻

按照图1所示，继续进行迭代过程的下一步，以便寻找合适的MOSFET来作为同步整流和开关MOSFET。这一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度，在这个温度下，MOSFET结温将达到我们的假定值。为此，首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻θJA。

热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单的印刷板上的θJA的测算相对容易一些，而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的，因为，那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用，其整体热阻的计算方法，和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。

我们可以从MOSFET的θJA规格开始。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲，θJA通常接近于62℃／W。其他类型的封装，有些带有散热片或暴露的导热片，其热阻一般会在40℃／W至50℃／W(见表1所列)。可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升Tj(rise)，即

Tj(rise)=PL×θJA （5）

接下来，计算导致管芯达到预定Tj(hot)时的环境温度Tambient，即

Tambient=Tj(hot)－Tj(rise) （6）

如果计算出的θJA低于机壳的最大额定环境温度，必须采用下列一条或多条措施：

——升高预定的Tj(hot)，但不要超出数据手册规定的最大值；

——选择更合适的MOSFET以降低其功耗；

——通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低θJA。

再重算Tambient(采用速算表可以简化计算过程，经过多次反复方可选出一个可接受的设计)。而表1为MOSFET封装的典型热阻。

表1 MOSFET封装的典型热阻

封装	θJA/(℃/W)最小引线面积	θJA/(℃/W)敷铜4.82g/cm2	θJA/(℃/W)
SOT23（热增强型）	270	200	75
SOT89	160	70	35
SOT223	110	45	15
8引脚μMAX/Micro8（热增强型）	160	70	35
8引脚TSSOP	200	100	45
8引脚SO（热增强型）	125	62.5	25
D－PAK	110	50	3
D2－PAK	70	40	2

说明：由于封装的机械特性、管芯尺寸和安装及绑定方法等原因，所以同样封装类型的不用器件，以及不同制造商出品的相似封装的热阻也各不相同，为此，应仔细考虑MOSFET数据手册中的热信息。

如果计算出的Tambient高出机壳的最大额定环境温度很多，可以采取下列一条或全部措施：

——降低预定的Tj(hot)；

——减小专用于MOSFET散热的铜膜面积；

——采用更廉价的MOSFET。

这些步骤是可选的，因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过，通过这些步骤只要保证Tambient高出机壳最高温度一定裕量，便可以降低线路板面积和成本。

上述计算过程中最大的误差源来自于θJA。应该仔细阅读数据手册中有关θJA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在4.82g/cm2的铜膜上。铜膜耗散了大部分的功率，不同数量的铜膜θJA差别很大。例如，带有4.82g/cm2铜膜的D－Pak封装的θJA会达到50℃／W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面，θJA将高出两倍(见表1)。如果将多个MOSFET并联使用，θJA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效θJA可以是单个器件的一半，但必须同时加倍铜膜面积。也就是说，增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话，可以使RDS(on)减半但不会改变θJA很多。最后，θJA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在大电流情况下，功率通路上的每个元器件，甚至是印刷板线条都会产生热量。为了避免MOSFET过热，须仔细估算实际情况下的θJA，并采取下列措施：

——仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息；

——考察是否有足够的空间，以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件；

——确定是否有可能增加气流；

——观察一下在假定的散�

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