Vishay新添两款高性能表面贴装Power Metal Strip电阻

　　Vishay宣布推出两款高性能表面贴装POWER Metal Strip电阻，这两款电阻是业界率先采用3921及5931封装尺寸且工作温度范围介于-65℃～+275℃的此类器件。新型WSLT3921及WSLT5931器件的专有结构将固体金属铁铬合金电阻元件与低TCR(< 20 PPM/℃)以及专门选择的稳定材料进行了完美结合，可在高温下工作。这最终实现了工作温度范围介于-65℃～+275℃的电流感应电阻，同时了保持了POWER Metal Strip结构的出色电特性。

　　对于设计人员，这种高温能力可使WSLT3921及WSLT5931电阻在恶劣的高温环境下工作，同时不影响额定功率或电气性能。

　　这两款器件非常适用于各种类型的电流感应、分压及脉冲应用，其中包括开关与线性电源、仪器以及汽车电子控制系统中的功率放大器，例如发动机与底盘控制系统、驾驶员信息电子与温度控制系统；工业控制系统，包括用于石油/天然气井钻探的井下测试/测量设备。

　　WSLT3921电阻的面积为0.394英寸×0.205英寸(10.0毫米×5.2毫米)，最大厚度为0.020英寸(0.5毫米)，WSLT5931电阻的面积为0.591英寸×0.305英寸(15.0毫米×7.75毫米)，厚度为0.020英寸(0.5毫米)。专有处理技术实现了范围介于0.001Ω～0.004Ω、容差仅为1.0%及5.0%的低电阻值。

　　如同所有的POWER Metal Strip电阻一样，日前推出的这两款新型器件均采用可实现出色电气性能的全焊结构。WSLT3921与WSLT5931提供了不足5ηH的超低电感、50MHz的出色频率响应及低热EMF(< 3μV/℃)。

　　新型WSLT3921与WSLT5931高温电阻采用带盘式包装，目前，这两款器件的样品及量产批量已可提供，大宗订单的供货周期为4～6周。

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熔断丝彻底垮台了

　　不寻常的结构给予保险丝对瞬间浪涌电流的“记忆”能力。

　　在我事业中期，我成为一名器件工程师。不久之后，我到了新部门，面对一个一段时间内都存在的问题。CRT显示器中看似简单的保险丝却出现很高的故障率。我们已经按照说明书彻底地测试了样品。一个测试工程师以前曾设计了测试工装，以便对一批保险丝测试所有的指标条款。说明书要求保险丝在超过正常温度、振动和摆动指标的某个百分比后几毫秒内断开。原先的工程师进行了很多测试工作，验证了保险丝满足所有的规范。

　　然而，在应用中，高失效率仍在继续。第一步，我测量了实际应用中的电流，确保保险丝的选择合适。我发现，除了小且简短的上升电流外，标称值在保险丝的额定范围之内的，会快速上升到标称值。我怀疑是简短的上电浪涌引起了问题。仔细检查原先的测试结果和应用测试后，我认为这不能解释高失效率的问题。绝望中，我送一些样品到定点材料实验室，让那里的同事测试保险丝的横截面直径，并鉴别所使用的合金。很幸运地，实验室将工作分配给了一位有能力的材料工程师，他把保险丝做了瞬间电流脉冲实验后，送去做了额外的分析。几天后，我拿到了漂亮的缩影照片显示了意想不到的结构技术。照片显 
示保险丝由三种金属组成，而不是使用某种低熔点金属的单一合金。它有一个大圆形钨内核。穿过钨是一个铜薄板；另一个银薄板又覆盖了铜薄板。更令人惊讶的是工程师送去的经过瞬间过电流的保险丝。他发现通过电容充电到各种电压，用保险丝短路放电，可以形成一个可控的浪涌电流。照片显示若干次浪涌后，银板达到熔点液化。更多浪涌后，银板完全熔化，只留下带薄铜板的钨核。因为银有很强的电传导性，实质上所有浪涌的电流最初都完整的通过外部银层流动。然后，另外的浪涌大多数通过薄铜板流动，因为铜具有比钨更高的传导性。那个层最终熔化了。现在，只剩下高阻的钨核。随着更多的浪涌，所有电流现在都不得不通过剩下的钨核流动。当更多浪涌发生时，钨逐渐加热到足够变薄，最后断开。

　　我们随后意识到这种层构造技术使保险丝具有了“记忆”瞬间过载电流浪涌累积的能力。上电的每个浪涌贡献了小改变，最终导致保险丝断开。稳态测试没能显示出这个特性。其三层构造和金属使用的结果，使保险丝具有记忆性。解决方法是改变为传统的单一元素低熔点合金的保险丝——也就是不具有记忆能力的保险丝。这个实现是许多这种发现的开始——可以通过溯源到基础知识来诊断大多数问题。

　　英文原文：

　　Blown fuse has a meltdown

　　Tales From The Cube: Unusual construction gives fuse a "memory" for brief current surges.

　　By Jim Sylivant, Engineering Consultant -- EDN, 1/17/2008

　　In midcareer, I became a component engineer. Soon after I arrived in my new department, I faced a problem that had been ongoing for some time. It seems that a simple fuse in a CRT display had been having high failure rates. My new department had thoroughly TESTed SAMPLES against its specifications. A previous TEST engineer had designed a TEST fixture so that he could TEST batches of this fuse for all spec items. The specification required the fuse to open at a certain percentage over its nominal rating within a certain number of milliseconds over a range of temperatures, as well as after shock and vibrations. The previous engineer had done a splendid job of TESTing to verify that the fuse met all specifications.

　However, in the application, high failure rates continued. My first step was to measure actual current in the application to ensure that we had chosen the proper fuse. I found that, besides a small, brief start-up current, the nominal value quickly settled to values well within the fuse's rating. I didn't suspect the brief start-up surge of causing a problem. After going over previous TEST results and in-application TESTing, I could find no explanation for the high failure rate. In desperation, I sent some SAMPLES to our on-site materials lab and asked the folks there to measure the cross-section diameter of the fuse element and identify the alloy used. Fortunately, the lab assigned the job to a very competent materials engineer who went the extra mile by analyzing the fuse after subjecting it to brief current pulses. In a few days, I got back beautiful microphotographs showing an unexpected construction technique. The photos showed that, instead of using a single alloy of some low-melting-point metal, the element consisted of three types of metal. It had a large, circular, tungsten inner core. Over the tungsten was a thin plating of copper; yet another thin layer of silver lay over the copper. Even more surprising were the photos the engineer took after subjecting the fuse to brief overcurrents. He found that, by charging a capacitor to various voltages and discharging it by short-circuiting it with the fuse, he could create a controlled amount of surge current. The photos showed that, after some surges, the silver layer reached its melting point, causing it to liquefy. After more surges, the silver completely melted away, leaving only the tungsten core with its thin copper plating. Because silver has such high electrical conductivity, virtually all the current from the surges initially flowed entirely through the outer silver layer. Afterward, additional surges flowed mostly through the thin copper layer because copper has higher conductivity than tungsten. That layer eventually melted. Now, only the tungsten core with its high resistance remained. With more surges, all current now had to flow through the remaining tungsten core. As more surges occurred, the tungsten heated up enough to gradually grow thinner and finally disintegrate.

　　We then realized that this trilayer-construction technique gave the fuse the ability to “remember” the accumulation of brief overload-current surges. Each surge at power-on contributed to small changes that eventually caused the fuse to open. Steady-state TESTing had not revealed this characteristic. 
As a result of its trilayer construction and the metals used, the fuse had memory. The solution was to change to a conventional fuse with a single element of low-melting-point alloy—that is, one that did not possess memory. This realization was the beginning of many such discoveries—that you can diagnose most problems by going back to an understanding of the basics.

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测量快速时钟的低成本方法

如果你是用不同于一开始的 33.333MHz的采样频率再次对160MHz时钟的信号进行采样，走样频率将会出现在不同的地方。如果你发现这个新的走样频率也表示你可能捕获了160MHz的信号，你就很有把握推断说两次采样中都是采样了160MHz的信号，而将其他频率的可能性排除。新的采样频率和原始频率不要相关，否则他们具有的共模因子会削弱160MHz下的信号意义。例如，如果你使用25MHZ（每个周期40ns）的采样频率来采样160MHz的信号，就很难发现真实的结果（图1b）。

　　使用25MHZ采样意味着160MHz比150MHz（25MHZ的6倍）高出10MHz，所以它的Nyquist波段内走样频率应该出现在10MHz。因为33.333MHz（一个周期30ns）和25MHZ（一个周期40ns）有一个共模因子1/（10ns），也就是100MHz，他们以产生同样的走样频率告终。

　　比较图1a和图1b，你就可以发现问题。请注意60MHz同时出现在两个走样频率的列表上（数字标注在上部）。这意味着如果你在采样频率为33MHz的时候观察到6.666 MHz的信号，在使用25MHZ的采样频率的时候观察到10MHz的信号，被采样的原始频率可能是160MHz，也可能是60MHz。现在，如果你能确定自己不可能运行在60MHz下，问题就已经解决了。但是当你设备的时钟出现错误的时候，你要怎么向客户解释那些没进行的测试呢？

　　让我们使用正交频率

　　为了第二次的采样可以明确原始信号的频率，你需要一个和第一次采样频率毫不相关的采样频率，这就是说这两个频率之间不能包含任何的共模因子。达到这一目标的一个方法是使用锁相环（PLL）来偏移系统的时钟，这样你就可以获得和标准的系统时钟周期分辨率不同的信号频率。

　　对于Nextest Maverick的产品，你可以使用APG PLL来达到这一目标。你必须选择一个尽可能不和33.333MHz包含共模因子的频率。对这个例子来说，我们选择一个看起来相当晦涩的77MHz（每个周期12.987013ns）的系统时钟速度，来产生一个38.961039ns的周期（3倍于系统时钟周期）。这就产生了一个25.666666MHz的采样频率。不幸的是，你不能动态地随时调整PLL，你不得不进行一次采样，然后复位所有的时序电路，才能进行下一次采样，但是因为采样时间都相当短（对于1K的分辨率来说大约是1ms），这样并不会增加许多的测试时间。

　　在使用这一采样频率的时候，走样频率示意图如图1c所示，160MHz的原始频率比154MHz（25.66MHz的6倍）高出6MHz，所以在Nyquist波段内产生了6MHz的信号。请注意列表中的走样频率（在顶部都有标注），和在33.333MHz的采样频率下得到的走样频率完全不同。这一点是这一技术能够有效的关键因素。你可以再一次回顾图1a，确信地告诉自己，除了正确答案——160MHz以外，没有别的频率可能同时出现在这两个走样频率列表中。

　　请记住，你需要两个不同的时间设置、两个不同的模式、两个不同的功能脉冲。在运行的时候动态切换时间设置不是一个好主意，因为大多数的测试仪不支持这一点。

　　你需要设置你的采样设备来采样一个管脚（时钟管脚），设备将会收集一系列的1和0，表示时钟管脚的变化。很明显，比较器的电压需要被设置到时钟管脚高电平的50%，如果这个管脚需要电气终结就加上一个活动的负载。

　　一旦功能测试过程结束了采样，就将数字化的数据表示成波形的形式。下一步，从波形上减去0.5，这样一个采样得到的“1”代表一个0.5的电压，一个采样得到的“0”代表-0.5的电压（我们将在后面“分辨率和Nyquist问题”一节中解释这么做的原因）。

　　请确认波形在X方向的比例被设置成采样的实际采样率，否则你永远得不到正确的结果。一些测试仪会自动做到这一点；另外一些设备因为并不倾向用基于时间的波形采样而不具备这一功能。

　　实际的频率是什么？

　　现在你在两个不同的采样频率下获得了两个采样波形，你怎样测量包含在他们之中的时钟信号呢？有人可能试图通过计算波形中状态变化的次数，然后用UTP（单元测试周期，unit test period）除之。这种方法是无效的。

　　这个波形可能包含有少量的“弱变换”——因为噪音导致的接近比较器域值的额外边沿。这些额外的变换将会导致这一方法高估了时钟的频率，造成错误的结果。

　　傅立叶变换（FFT）技术用于将时间域的数据转换成频率域的数据，具备很高的抗噪能力。FFT会将弱变换看作噪音，所以不会影响你的测量。

　　你需要做的事情就是进行傅立叶变换，忽略相位，转换成幅度，然后查看振幅最高的信号。因为波形中的数据是方波，所以必然存在其他的元素（大部分是奇数谐波），但是通过查看幅度频谱中的最大值，你可以发现最高振幅的信号位置，这就是你采样到的时钟的基本信号。

　　如果你采样了100万个（220）数据，就可以获得24.5Hz的分辨率，但是对100万个采样点进行傅立叶变换，即使是在双Xeon处理器的计算机上，也需要花费好几秒的时间。请记住傅立叶变换在采样点的数量是2的整数次方的时候最有效率。也请注意这种情况下一个慢速的测试仪会体现出它的优势——更慢的采样给你更好的分辨率。

　　在发现交集的时候停止

　　一旦你测量了两个走样频率，查找这个信号可能的频率列表，看看有没有发现一个交集。你将会需要编写一些代码来查找走样频率，以便发现他们在哪里相交。

　　完成这项工作的最好方法是建立一个两行的表格，包含每一个采样率下的候选频率。通过查找表格中的行来发现相交的地方，或者是两个列表中匹配的地方（参见表格1）。

　　因为这个例子使用了两个正交的采样频率——他们之间没有共模因子——这意味着直到你查找到超过1GHz的信号才有可能出现重叠现象。因为大多数的廉价测试仪上的管脚比较器并不具备可以测量上GHz带宽的能力，这一点并不成为问题。

　　一旦你查到一个匹配点，你就可以推断在33.333MHz采样率下观察到的6.666MHz信号和在25.666MHz采样率下观察到的6.0MHz信号实际上意味着一个160MHz时钟的信号。就算不是精确的160MHz，也相差无几，因为走样会随着采样频率发生相同的漂移，可能会表示为159.5MHz或者160.2MHz，或者类似的频率。换句话说，这种方法不仅仅适用于160MHz时钟的信号，它可以被用于你可以通过数字管脚比较器采样的任意的频率。

　　分辨率和Nyquist问题

　　在查找两个表格间匹配点的时候，你通常不得不接受一定的误差。这是因为在两次采样过程中发生的频率漂移，以及考虑到采样过程本身的松散本质。但是你不得不防止过多的偏差，因为在接近Nyquist和直流频率的地方存在一个潜在的问题。

　　如果你正在测量的时钟非常接近一个边界，就十分难以确认走样频率实际属于边界的哪一边。例如，如果你使用33.333MHz的采样频率来采样一个133.0MHz时钟的信号，你将会看见在Nyquis波段内出现一个333.333kHz的信号（133.0MHz比33.333MHz的4倍低333.333kHz）。但是这个走样频率也可以表示你实际上得到的是一个133.666MHz（比33.333MHz的4倍高333.333kHz）的信号。如果你允许过多的误差，你就可能得到错误的结果。

　　有一些频率比其他频率显得更难测量，特别是那些是某个采样频率K倍的频率（K是一个整数）。如果你正在测量的频率正好和一个采样频率相同，绝大多数（如果不是全部）的采样点将会表现为相同的高或者低。如果他们全都是高，这没有什么问题，FFT将会体现出一个很高的直流信号数值，软件将会在直流和其他采样频率的走样频率查找表中找到相交点。

　　但是，如果你没有像我们前面提到的那样在采样波形中减去0.5，并且你采样的结果全都是低，将会检测不到有幅度的直流信号。通过将采样得到的波形减去0.5，当测量到的频率因为走样变成直流信号的时候，你将高电平赋值成0.5，将低电平赋值成-0.5。这种电压的极性不会影响FFT，它都将看到一个0.5的幅度。

　　你不需要将一个昂贵的盒子绑定到你廉价的数字测试仪上，以便能够测量高频率，即使它远远快于你的低档数字测试仪可以运行的速率。仅仅使用大多数测试仪都具备的能力进行两次采样，我们就击败了Nyquist规则。

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PC并口控制灯

电脑的378H并行接口（LPT），通常

用于连接打印机或编程器等设备。

通过对该接口的编程，可实现自动控制。

例：PC并口小彩灯

程序如下：

#include

#include

#include

#define outabbress 0x378/*接口基地址

按机器的配置选用378H*/

void LPTOut(unsigend char outdata,long outtime);

main()

{

24,36,66,129,

129,66,36,24,

0,

1,2,4,8,16,32,64,128,

128,192,224,240,248,252,254,255,

255,254,252,248,240,224,192,128,

0,

1,2,4,8,16,32,64,128,

129,130,132,136,144,160,192,

193,194,196,200,208,224,

112,56,28,14,7,3,1,

0,

85,170,85,170,85,170,

255,

126,60,24,

0};

while(1)

{int f;

for(f=0;f<73;f + +)

{/*发送数据，4000为延迟时间*/

LPTOut(outdatas[f],4000);

/*时间值根据计算机的速度调整*/

printf("%d,outdatas[f]);/*在屏幕上显示

发送的数据*/

}

}

}

void LPTOut(unsigned char outdata,long outtime)

{

long t;

for(t=0;t

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国外晶体管的封装形式

　　国外品体管普遍采用TO系列的封装形式。如日本、美国、欧洲等国。
　　To系列封装形式的编号较多，To系列金属封装的编号有TO一l、TO一3、TO一39、TO一66、TO一105、TO一107等革。
　　TO系列塑料封装的编号有:TO一92、TO一126、T0一3P、T0一202、T0一220、T0一247等。
　　常用的T0一3、TO-92、T0一202的实物外形如图所示。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图:常用塑料封装TO系列外形尺寸
　　在TO系列封装的晶体管中，其T0一3封装外形与国产管的F一2封装外形基本相同;TO一92封装外形与国产管S－l、S－4的封装外形基本相同;TO一220封装外形与国产管S一7B封装外形基本相同;T0一202封装外形与国产管S一6封装外形基本相同。
　　采用TO系列封装的常用晶体管有:T0一3为:2SD869、2SD850、2SD951、2SD821、2SD871、2SD822;T0一92为:2SA562、2SA608、2SA1015、2SC388、2SC1815、2SC536;TO一220为:2SA940、2SB546、2SC2073、2SC4004、2SD880、2SDl138、D880、3CG940、DS3l、BU406、BU407等。

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ST新推两款双路保护组件，整合ESD保护和EMI滤波功能

　　意法半导体(STMicroelectronics，ST)推出新款单一超小型封装产品，整合了EMI(电磁干扰)滤波和ESD(静电放电)保护两大功能。该产品只需占用0.6平方毫米的空间，即能让系统设计师同时实现EMI滤波和ESD保护两种功能。直到今日，即使是市场上最小的ESD保护单一功能组件，也需要在电路板上占用0.6平方毫米的相同面积。

　　意法半导体的两款新品都符合IEC61000-4-2 level 4 ESD保护标准，其线路到地线的电容很低，仅30pF，足以确保高速信号的完整性。由于GSM频段的高衰减性是滤波器的主要特性之一，当设计师为智能型手机、个人数字助理(PDA)、手提电脑、计算机外设和机器对机器(M2M)通信模块上的键盘、侧键、外部连接器或数据传输线进行保护规划时，滤波器可以用来提高产品的性能。

　　用于单线界面应用的EMIF01-1003M3是新产品中尺寸最小的组件，其SOT883封装的高度仅为0.6 mm，等同于市场上最小尺寸(1.0 x 0.6mm)的可被替换且只具ESD保护功能的组件。采用此组件就无需再另外搭配一颗滤波器，因此以一个典型23键键盘应用为例，可以省下至少55%印刷电路板的面积。

　　EMIF02-1003M6是一个双路保护组件，采用1.0 x 1.45 mm的6接脚QFN微型封装，尺寸小于业界其它具有整合放电保护和滤波两种功能组件的45%。此组件安装高度仅为0.55 mm，能够满足消费性产品小型化的设计。

　　除了节省电路板空间和简化电路板布局外，这两款整合放电保护和滤波两大功能的产品还有助于减少组装的时间和组件安装的成本，同时还提高了产品的可靠性，适用于单线和双线式应用。

　　EMIF01和EMIF02都达到了IEC61000-4-2规范所要求的15kV空气放电和8kV接触放电的保护标准。因为内置Pi保护架构，箝制(Clamping)性能也非常可靠，因此，在15kV的ESD冲击下，EMIF01的箝制电压为9V，EMIF02的箝制电压为17V。最先进的消费电子产品采用深次微米制程的CMOS电路，这类电路非常敏感，因此需抑赖可靠的箝制电压来保护电路。在电路正常工作时，两款组件的序列电阻值只有100 Ohm，泄露电流只有100 nA，因此能有效降低电量的流失。

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面向汽车电机控制应用的AVR微控制器（Atmel）

　　爱特梅尔公司 (Atmel? Corporation) 现已推出面向汽车电机控制应用的 AVR?  8 位微控制器系列产品。其中首批面市的产品是 ATmega16M1 和 ATmega32M1，用于控制带传感器，及无传感器的无刷直流 (brushless DC, BLDC) 电机。

　　随着汽车中的电机数量越来越多，汽车制造商需要尺寸更小、重量更轻，并且扭矩大于有刷电机的电机产品。他们正逐步转用需要更复杂电子器件来精确控制速度和扭矩的无刷直流 电机，这为汽车制造带来了一些新的挑战，其中包括高温问题 ── 某些引擎盖下的应用温度高达 150℃。

　　ATmega16M1 和 ATmega32M1 就是针对这一需求而设计的产品，为带有 CAN 和 LIN总线的先进电机控制应用提供了一体化的解决方案。并且，爱特梅尔与为汽车电子网络提供软件工具及组件的领先供应商Vector 密切合作，为客户提供完整的硬件、软件解决方案。

　　具有防夹功能的车窗升降电机控制就是这类应用需求的很好例子，还有刹车和转向电动助力、通风、空调及滑门等控制亦属于这类应用。此外还有汽车进气及涡轮增压控制，在这类应用中，电机温度或其控制器的环境温度，都高于标准的 125℃ (典型温度为150℃)。

　　ATmega16M1 和ATmega32M1 采用高性能的AVR 8位 RISC 架构，集成了满足复杂算法要求的所有基本外设，包括各种模拟模块，如带有差分放大器和可编程增益选项的10 位 ADC、比较电平可选择的模拟比较器；I/O引脚电平变化中断。这些全新的微控制器产品具备汽车系统环境下控制 BLDC 电机所需的全部资源。

　　ATmega16M1 和ATmega32M1具有独立的比较器正负输入端，因而无需外接有源部件即可实现对无传感器电机的控制。这些产品具有 3 个单独的比较器，用于电机的反电动势(Electro Magnetic Field, EMF) 测量；还有一个额外的比较器可用于过流检测，其参考电平 (比较电平) 可以是 DAC 输出或任意外部参考电压。其 12 位多用途同步功率级控制器的时钟频率高达 64MHz，可提供 6 个互补的可编程高速精确信号，来控制电机的 3 个半桥。其最高频率为64kHz，电压分辨率约 1/1000。硬件故障检测模块一旦检测到故障，会立即自动将电机设于安全状态。

　　PSC的底层驱动需要约 2KB 闪存和20 字节 SRAM。有传感器BLDC驱动一般需要 2.7KB 闪存和大约 350 字节 SRAM。无传感器BLDC驱动约需 3KB 闪存和200 字节 SRAM。由于集成了硬件功能，实现LIN通讯的代码只需1KB左右。CAN 堆栈的代码大小约 16KB 到 24KB 。此外，爱特梅尔在 2008 年下半年还将针对那些可能需要更多代码的应用推出具有 64KB 闪存的产品。

　　ATmega16M1 和 ATmega32M1 具有独特的功能组合，可通过适当的驱动电路和功率组件安全、可靠地控制各种 BLDC 电机。其高效的功率级控制器和集成的模拟功能只产生少量中断，从而减小了代码尺寸，提高了实时性。

　　Vector 已开发出用于爱特梅尔 ATmega16/32M1 微控制器的 CAN 和 LIN 驱动程序。这些驱动程序为所有的汽车 OEM 厂商提供通信软件包的支持。目前已有 CAN 和 LIN 驱动程序及其配置和生成工具。如需要，Vector 可提供给 CAN OEM 厂商专用的通信软件包，包括网络管理、传输协议、诊断和交互层模块；亦可根据需求提供 LIN 通信软件包，它支持主/从配置的所有协议版本，包括传输和/或诊断层软件。

　　爱特梅尔的 AVR Studio?  和 AVR JTAGICE mkII 提供了一个多平台集成开发环境 (IDE)。另外，公司也提供 STK 524? 和搭配 STK600-TQFP32 入门工具包的 STK600，用于启动项目开发。还可提供 AVRMC320 电机控制器评测工具。
 
　　爱特梅尔也提供一款具有较少功能的产品：无 PSC 的 ATmega32C1，专用于 CAN 和 LIN 的应用。ATmega32M1 和 ATmega32C1 的样品现已供应。封装形式为 32 脚的 QFP/QFN。ATmega32C1、ATmega16M1 和 ATmega32M1 将会通过 125℃ 和 150℃ 测试认证，预计于 2008 年 8 月量产。对于通过 125℃ 认证测试的三款产品，10,000 片的单价分别为 2.34 美元、2.34 美元和 2.52 美元起。带有 64KB 闪存的 ATmega64M1 将于 2008 年第 3 季面市。

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电源技术：现代电力电子器件的发展与现状

　　电力电子器件的回顾

　　电力电子器件又称作开关器件，相当于信号电路中的A/D采样，称之为功率采样，器件的工作过程就是能量过渡过程，其可靠性决定了系统的可靠性。根据可控程度可以把电力电子器件分成两类：

　　半控型器件——第一代电力电子器件

　　上个世纪50年代，美国通用电气公司发明的硅晶闸管的问世，标志着电力电子技术的开端。此后，晶闸管(SCR)的派生器件越来越多，到了70年代，已经派生了快速晶闸管、逆导晶闸管、双向晶闸管、不对称晶闸管等半控型器件，功率越来越大，性能日益完善。但是由于晶闸管本身工作频率较低（一般低于400Hz），大大限制了它的应用。此外，关断这些器件，需要强迫换相电路，使得整体重量和体积增大、效率和可靠性降低。目前，国内生产的电力电子器件仍以晶闸管为主。

　　全控型器件——第二代电力电子器件

　　随着关键技术的突破以及需求的发展，早期的小功率、低频、半控型器件发展到了现在的超大功率、高频、全控型器件。由于全控型器件可以控制开通和关断，大大提高了开关控制的灵活性。自70年代后期以来，可关断晶闸管(GTO)、电力晶体管(GTR或BJT)及其模块相继实用化。此后各种高频全控型器件不断问世，并得到迅速发展。这些器件主要有电力场控晶体管(即功率MOSFET)、绝缘栅极双极晶体管(IGT或IGBT)、静电感应晶体管(SIT)和静电感应晶闸管(SITH)等。

　　电力电子器件的最新发展

　　现代电力电子器件仍然在向大功率、易驱动和高频化方向发展。电力电子模块化是其向高功率密度发展的重要一步。当前电力电子器件的主要发展成果如下：

　　IGBT：绝缘栅双极晶体管

　　IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)是一种N沟道增强型场控(电压)复合器件，如图1所示。它属于少子器件类，兼有功率MOSFET和双极性器件的优点：输入阻抗高、开关速度快、安全工作区宽、饱和压降低（甚至接近GTR的饱和压降）、耐压高、电流大。IGBT有望用于直流电压为1500V的高压变流系统中。

　　目前，已研制出的高功率沟槽栅结构IGBT(Trench IGBT)是高耐压大电流IGBT器件通常采用的结构，它避免了模块内部大量的电极引线，减小了引线电感，提高了可靠性。其缺点是芯片面积利用率下降。这种平板压接结构的高压大电流IGBT模块将在高压、大功率变流器中获得广泛应用。

　　正式商用的高压大电流IGBT器件至今尚未出现，其电压和电流容量还很有限，远远不能满足电力电子应用技术发展的需求，特别是在高压领域的许多应用中，要求器件的电压等级达到10KV以上。目前只能通过IGBT高压串联等技术来实现高压应用。国外的一些厂家如瑞士ABB公司采用软穿通原则研制出了8KV的IGBT器件，德国的EUPEC生产的6500V/600A高压大功率IGBT器件已经获得实际应用，日本东芝也已涉足该领域。

　　MCT：MOS控制晶闸管

　　MCT(MOS-Controlled Thyristor)是一种新型MOS与双极复合型器件，如图2所示。它采用集成电路工艺，在普通晶闸管结构中制作大量MOS器件，通过MOS器件的通断来控制晶闸管的导通与关断。MCT既具有晶闸管良好的关断和导通特性，又具备MOS场效应管输入阻抗高、驱动功率低和开关速度快的优点，克服了晶闸管速度慢、不能自关断和高压MOS场效应管导通压降大的不足。所以MCT被认为是很有发展前途的新型功率器件。MCT器件的最大可关断电流已达到300A，最高阻断电压为3KV，可关断电流密度为325A/cm2，且已试制出由12个MCT并联组成的模块。

　　在应用方面，美国西屋公司采用MCT开发的10kW高频串并联谐振DC-DC变流器，功率密度已达到6.1W/cm3。美国正计划采用MCT组成功率变流设备，建设高达500KV的高压直流输电HVDC设备。国内的东南大学采用SDB键合特殊工艺在实验室制成了100mA/100V MCT样品；西安电力电子技术研究所利用国外进口厚外延硅片也试制出了9A/300V MCT 样品。

　　IGCT：集成门极换流晶闸管

　　IGCT(Intergrated Gate Commutated Thyristors)是一种用于巨型电力电子成套装置中的新型电力半导体器件。IGCT使变流装置在功率、可靠性、开关速度、效率、成本、重量和体积等方面都取得了巨大进展，给电力电子成套装置带来了新的飞跃。IGCT是将GTO芯片与反并联二极管和门极驱动电路集成在一起，再与其门极驱动器在外围以低电感方式连接，结合了晶体管的稳定关断能力和晶闸管低通态损耗的优点，在导通阶段发挥晶闸管的性能，关断阶段呈现晶体管的特性。IGCT具有电流大、电压高、开关频率高、可靠性高、结构紧凑、损耗低等特点，而且造成本低，成品率高，有很好的应用前景。

　　采用晶闸管技术的GTO是常用的大功率开关器件，它相对于采用晶体管技术的IGBT在截止电压上有更高的性能，但广泛应用的标准GTO驱动技术造成不均匀的开通和关断过程，需要高成本的dv/dt和di/dt吸收电路和较大功率的门极驱动单元，因而造成可靠性下降，价格较高，也不利于串联。但是，在大功率MCT技术尚未成熟以前，IGCT已经成为高压大功率低频交流器的优选方案。

　　在国外，瑞典的ABB公司已经推出比较成熟的高压大容量IGCT产品。在国内，由于价格等因素，目前只有包括清华大学在内的少数几家科研机构在自己开发的电力电子装置中应用了IGCT。

　　IEGT：电子注入增强栅晶体管

　　IEGT(Injection Enhanced Gate Transistor)是耐压达4KV以上的IGBT系列电力电子器件，通过采取增强注入的结构实现了低通态电压，使大容量电力电子器件取得了飞跃性的发展。 IEGT具有作为MOS系列电力电子器件的潜在发展前景，具有低损耗、高速动作、高耐压、有源栅驱动智能化等特点，以及采用沟槽结构和多芯片并联而自均流的特性，使其在进一步扩大电流容量方面颇具潜力。另外，通过模块封装方式还可提供众多派生产品，在大、中容量变换器应用中被寄予厚望。

　　日本东芝开发的IECT利用了“电子注入增强效应”，使之兼有IGBT和GTO两者的优点：低饱和压降，宽安全工作区(吸收回路容量仅为GTO的1/10左右)，低栅极驱动功率(比GTO低两个数量级)和较高的工作频率，如图3所示。器件采用平板压接式电极引出结构，可靠性高，性能已经达到4.5KV/1500A的水平。

　　IPEM：集成电力电子模块

　　IPEM(Intergrated Power Elactronics Modules)是将电力电子装置的诸多器件集成在一起的模块。它首先将半导体器件MOSFET、IGBT或MCT与二极管的芯片封装在一起组成一个积木单元，然后将这些积木单元迭装到开孔的高电导率的绝缘陶瓷衬底上，在它的下面依次是铜基板、氧化铍瓷片和散热片。在积木单元的上部，则通过表面贴装将控制电路、门极驱动、电流和温度传感器以及保护电路集成在一个薄绝缘层上，如图4所示。IPEM实现了电力电子技术的智能化和模块化，大大降低了电路接线电感、系统噪声和寄生振荡，提高了系统效率及可靠性。

　　PEBB：电力电子积木

　　PEBB(Power Electric Building Block)是在IPEM的基础上发展起来的可处理电能集成的器件或模块。PEBB并不是一种特定的半导体器件，它是依照最优的电路结构和系统结构设计的不同器件和技术的集成。典型的PEBB如图5所示。虽然它看起来很像功率半导体模块，但PEBB除了包括功率半导体器件外，还包括门极驱动电路、电平转换、传感器、保护电路、电源和无源器件。

　　PEBB有能量接口和通讯接口。通过这两种接口，几个PEBB可以组成电力电子系统，这些系统可以像小型的DC-DC转换器一样简单，也可以像大型的分布式电力系统那样复杂。一个系统中PEBB的数量可以从一个到任何多个。多个PEBB模块一起工作可以完成电压转换、能量的储存和转换、阴抗匹配等系统级功能。PEBB最重要的特点就是其通用性。

　　基于新型材料的电力电子器件

　　SiC（碳化硅）是目前发展最成熟的宽禁带半导体材料，可制作出性能更加优异的高温(300℃～500℃)、高频、高功率、高速度、抗辐射器件。SiC高功率、高压器件对于公电输运和电动汽车等设备的节能具有重要意义。Silicon（硅）基器件在今后的发展空间已经相对窄小，目前研究的方向是SiC等下一代半导体材料。采用SiC的新器件将在今后5～10年内出现，并将对半导体材料产生革命性的影响。用这种材料制成的功率器件，性能指标比砷化镓器件还要高一个数量级。碳化硅与其他半导体材料相比，具有下列优异的物理特点: 高禁带宽度、高饱和电子漂移速度、高击穿强度、低介电常数和高热导率。上述这些优异的物理特性,决定了碳化硅在高温、高频率、高功率的应用场合是极为理想的材料。在同样的耐压和电流条件下，SiC器件的漂移区电阻要比硅低200倍，即使高耐压的 SiC场效应管的导通压降，也比单极型、双极型硅器件低得多。而且，SiC器件的开关时间可达10ns级。

　　SiC可以用来制造射频和微波功率器件、高频整流器、MESFET、MOSFET和JFET等。SiC高频功率器件已在Motorola公司研发成功，并应用于微波和射频装置；美国通用电气公司正在开发SiC功率器件和高温器件；西屋公司已经制造出了在26GHz频率下工作的甚高频MESFET；ABB公司正在研制用于工业和电力系统的高压、大功率SiC整流器和其他SiC低频功率器件。理论分析表明，SiC功率器件非常接近于理想的功率器件。SiC器件的研发将成为未来的一个主要趋势。但在SiC材料和功率器件的机理、理论和制造工艺等方面，还有大量问题有待解决，SiC要真正引领电力电子技术领域的又一次革命，估计至少还要十几年的时间。

　　小 结

　　电力电子器件正进入以新型器件为主的新时代，作为电力电子技术发展的决定性因素，电力电子器件的研发及关键技术突破，必然会促进电力电子技术的迅速发展，进而促进以电力电子技术为基础的传统工业和高新技术产业的迅速发展。

“阿库”的表情：http://www.dzsc.com/zuanti/aku/

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选用与使用稳压二极管的介绍

　　1)根据具体的电路要求选择稳压值。如稳压源的基准电压为6V就可选稳定电压为6~7.5V的2CW55或稳定电压为6.5V的2CWS4以及稳定电压为6.3V的lN4627等型号的稳定二极管。选用的原则是稳压二极管的稳定电压值应与应用电路的基准电压值基本相同。
   
　　2)对用于过电压保护电路的稳压二极管，稳定电压值的选定要依据电路的保护电压的大小进行选定。稳定电压值不能选得过大或过小，否则将起不到过电压保护的作用。
   
　　3)稳压二极管在使用时应注意正、负极的接法，因稳压管是在反向电压状态下工作的，所以稳压管的正极应与电源负极相接，稳压管的负极应与电源的正极相接。
   
　　4)使用稳压管时，流过稳压管的反向电流 (最大工作电流)不能超过其参数值，否则会导致二极管的过热而损坏。为防止过流损坏，可采用稳压管与限流电阻串联的方法进行保护。

　　5)对于2DW7等型号的三个电极的稳压二极管在使用时应注意引脚的接法。如图所示。①脚接电源正极;②脚接电源负极;③脚悬空，一般不用。其①脚与②脚可以互换使用，但不能与③脚互换。
       
　　稳压二极管有2CW系列、2DW系列、1N52系列、1N59系列等。表10为2CW系列部分二极管主要参数，表11为1N59系列,供选项用时参考。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　表11　　IN59　　系列稳压二极管主要参数

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凌特推出用于 DDR/QDR 存储器终端应用的两相、双输出同步降压开关稳压控制器

　　凌特公司（Linear Technology）推出用于 DDR/QDR 存储器终端应用的两相、双输出同步降压开关稳压控制器 LTC3776。该控制器的第二输出（VTT）可将其输出电压稳定在 1/2 VREF（通常是 VDDQ），同时可对称地提供或吸收输出电流。LTC3776 采用 2.75V 至 9.8V 输入工作，能在无需任何外部偏置情况下采用 3.3V 输入电压轨工作。无检测电阻（No RSENSETM）、恒定频率、电流模式架构免除了增设检测电阻的需要，并提高了效率。两个控制器异相工作最大限度地降低了因输入电容 ESR 所引致的功率损耗和开关噪声。LTC3776 的开关频率可编程至高达 750kHz，允许使用小的表面贴装电感器和电容器。就噪声敏感应用而言，LTC3776 的开关频率可以用锁相环电路实现与外部频率同步，频率范围为 250kHz 至 850kHz，或启动扩频工作模式。强迫持续工作也能降低噪声和 RF 干扰。用于 VDDQ 的软启动从内部提供，也可扩展至使用外部电容器。其它特点还包括低压降 100% 占空比工作、电源良好输出电压监视器和输出过压保护等。

　　分别采用 4mm x 4mm QFN-24 封装和 SSOP-24 封装的 LTC3776EUF 和 LTC3776EGN 均有现货供应。以 1,000 片为单位批量购买，LTC3776EUF 和 LTC3776EGN 的每片起价均为 3.75 美元。

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