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1.1 射频概念
1864~1873年，英国物理学家麦克斯韦通过电磁学的研究，提出了著名的Maxwell方程组，并在理论上预言了电磁波的存在。
1887~1891年，德国物理学家赫兹通过电磁学实验首次证实了电磁波的存在
1901年，马可尼利用电磁波实现了横跨大西洋的无线通信。
表1.1 频率和波段的划分
|
波段 |
缩写 |
频率范围 |
波长 |
|
极低频 |
ELF |
30~300Hz |
1000~10000km |
|
音频 |
VF |
300~3000Hz |
100~1000km |
|
甚低频 |
VLF |
3~30kHz |
10~100km |
|
低频 |
LF |
30~300kHz |
1~10km |
|
中频 |
MF |
300~3000kHz |
0.1~1km |
|
高频 |
HF |
3~30MHz |
10~100m |
|
甚高频 |
VHF |
30~300MHz |
1~10m |
|
特高频 |
UHF |
300~3000MHz |
0.1~1m |
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超高频 |
SHF |
3~30GHz |
1~10cm |
|
极高频 |
EHF |
30~300GHz |
1~10mm |
**50Hz交流电 ----ELF **电视广播 ----VHF和UHF
**调幅广播 ----MF **GSM通信 ----UHF
**调频广播 ----VHF **卫星通信 ----SHF
表1.2 IEEE和商用波段划分
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名称 |
频率 |
波长 |
|
射频/微波 |
P波段 |
0.23~1.0GHz |
30~130cm |
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L波段 |
1.0~2.0GHz |
15~30cm |
|
S波段 |
2.0~4.0GHz |
7.5~15cm |
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C波段 |
4.0~8.0GHz |
3.75~7.5cm |
|
X波段 |
8.0~12.5GHz |
2.4~3.75cm |
|
Ku波段 |
12.5~18.0GHz |
1.67~2.4cm |
|
K波段 |
18.0~26.5GHz |
1.13~1.67cm |
|
Ka波段 |
26.5~40.0GHz |
0.75~1.13cm |
|
毫米波 |
Q波段 |
33.0~50.0GHz |
6~9.1mm |
|
U波段 |
40.0~60.0GHz |
5~7.5mm |
|
V波段 |
50.0~75.0GHz |
4~6mm |
|
E波段 |
60.0~90.0GHz |
3.3~5mm |
|
W波段 |
75.0~110.0GHz |
2.7~4mm |
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F波段 |
90.0~140.0GHz |
2.1~3mm |
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D波段 |
110.0~170.0GHz |
1.8~2.7mm |
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G波段 |
140.0~220.0GHz |
1.4~2.1mm |
1.2 射频通信电路应用简介
在电子通信系统中，只有使用更高的载波频率，才能获得更大的带宽。按照10%的带宽计算，有线电视系统中使用100MHz的载波可以获得10MHz的带宽
1.3 射频电路设计的特点
1.3.1 分布参数
集总参数元件：指一个独立的局域性元件，能够在一定的频率范围内提供特定的电路性能。在低频电路设计中，可以把元件看作集总参数元件，认为元件的特性仅由二传手自身决定，元件的电磁场都集中在元件内部。如电容、电阻、电感等；一个电容的容抗是由电容自身的特性决定，不会受周围元件的影响，如果把其他元件靠近这个电容器，其容抗不会随之产业化。
分布参数元件：指一个元件的特性延伸扩展到一定的空间范围内，不再局限于元件自身。由于分布参数元件的电磁场分布在附近空间中，其特性要受周围环境的影响。
同一个元件，在低频电路设计中可以看作是集总参数元件，但是在射频电路设计中可能需要作为分布参数元件进行处理。例如，一定长度的一段传输线，在低频电路中可以看作集总参数元件；在射频电路中，就必须看作分布参数元件。
分布电容（CD）：指在元件自身封装、元件之间、元件到接地平面和线路板布线间形成非期望电容。分布电容与元件眯并联关系。
分布电感（LD）：指元件引脚、连线、线路板布线等形成的非期望电感。分布电感通常与元件为串联关系。
**在低频电路设计中，通常忽略分布电容和分布电感对电路的影响。随着电路工作频率的升高，在射频电路设计中必须同时考虑分布电容和分布电感的影响。
分布电容容抗计算公式：
XD=1/ωCD=1/2πƒCD
分布电感感抗计算公式：
XD=ωLD=2πƒLD
如：分布电容CD=1pF，其在ƒ=2kHz、2MHz和2GHz时的容抗：
ƒ=2kHz时：XD=79.6MΩ
ƒ=2MHz时：XD=79.6KΩ
ƒ=2GHz时：XD=79.6Ω (接近与射频电路标准阻抗Z0=50Ω，并联影响明显)
又如：分布电感LD=1nH，其在ƒ=2kHz、2MHz和2GHz时的感抗：
ƒ=2kHz时：XD=12.6×10-6Ω
ƒ=2MHz时：XD=12.6×10-3Ω
ƒ=2GHz时：XD=12.6Ω (接近与射频电路标准阻抗Z0=50Ω，串联影响明显)
1.3.2 λ/8设计准则
随着工作波长变短，电路板上不同位置电压的相位差变大，因此必须考虑电压和电流空间分布的变化。通常使用λ/8判断准则，决定是否使用传输线理论进行电路分析和设计。当电路板的几何尺度小于1/8工作波长时，可以不使用传输线理论进行电路设计。
如：某CPU内部核心电路尺寸为5mm左右，时钟频率达到了2GHz，是否需要按照传输线理论进行分析和设计？
2GHz对应波长为：λ=c/ƒ=0.15m；λ/8≈19mm>5mm，则按λ/8设计准则，不需要按传输线理论进行电路设计。
1.3.3 趋肤效应
趋肤效应使电流集中在导体表层区域中，导致有效导电面积的变小，使导体的交流电阻增加。
趋肤深度（δ）：即有效导电厚度
δ=1/√πƒµσ (µ导体的导磁率，σ导体的电导率) µ铜=6.45×107S/m
ƒ=1kHz --> δ=2.0mm
ƒ=1MHz --> δ=63µm