如何在集成系统中测量温度

Christopher Fischbach

SMS公司架构工程师

随着处理器速度提高并消耗更多功耗，热管理成为所有使用微控制器的器件中的日益重要的问题。由于热管理变得日益重要，所使用的技术变得更复杂和有条件限制。然而，归其根本，热管理归结为测量温度以及驱动如风扇、液体冷却系统和时钟节流(clock throttling)等冷却机制。

        温度测量得越准确，就越能驱动精细调节冷却机制。这有益于省电(对于驱动冷却机制)、改善性能并提供更清洁的声学环境。

        根据系统要求，可以有多种在集成系统中进行温度测量的方法。这些方法的实例包括热偶、热敏电阻和最常用的解决方案热二极管。热偶是已知热性能的金属回路。电流通过回路，测量电压从而测量回路的阻抗。结果是，随着温度升高阻抗发生变化。

        与电偶类似的一种器件是热敏电阻。这种器件被构造成其阻抗直接与温度成线性。为了使用热敏电阻准确测量温度，必须知道流入器件的电流，器件上测量的电压必须非常准确。

        使用热偶和热敏电阻电路测量温度可行也不昂贵。在许多应用中，它们就足够了。然而，它们并不容易适用于delta测量，它们可测量的精度受到限制。

        稍微复杂一些但十分常见的测量温度的方法是利用二极管相对于温度的正向电压(VF)特性。在给定电流下，二极管的正向电压由方程1(见附录)给出。

        直接测量VF的一个问题在于IS条件高度依赖于温度，它意味着方程式VF(T)不存在封闭解，变得非常难以预测。此外，很难产生不随电源、处理变化和温度而发生变化的精确的电流源。

        由于对数特性，如果VF在两个独立温度下测量，两次测量的差将根据温度线性变化，而不存在条件。此外，线性条件是电流比率的函数，它相当平坦且不依赖于反过来影响单电流源的工作条件。方程式2-4(见附录)说明了delta VF如何以代表电压的方程式4而确定，在进行温度测量时常常对电压进行估计。

        图1显示了温度和Delta VF之间的理想关系。在这一曲线中，η系数精实地等于1.000，而IF2 / IF1之比等于是17。很容易说明，该比率常被用于温度监测以达到良好的匹配特性。

图1 Delta VF与温度

        很多热传感二极管包括连接到离散晶体管(如2N3904)的二极管，或衬底晶体管的基极-发射结。采用晶体管代替二极管的工作基本原理仍然适用，而上述二极管方程式适用于以VBE(或者对于PNP型器件是VEB)代替VF，以及以IC代替IF的晶体管。

        对于一级操作，方程式5(见附录)显示了所测量的对探险测温度的关系。由方程式4(见附录)可见，温度1℃的变化相应于VF约244μV的变化。这一很小的值通常被做乘法，然而通过模数转换器(A/D转换器)进行测量，然后采用数个通信协议发射至微控制器。

        在对这么小的电压的测量中的任何误差，都会给最终测量的温度造成很大影响。有4个主要误差源将影响ΔVBE数值，并最终影响报告的温度。误差源为串连阻抗、二极管方程式的理想值(η)、噪声注入和晶体管的非理想beta值。

        串连阻抗直接影响ΔVBE的测量，增加了由用于测量温度的绝对电流差所决定的偏移量。如果不忽略该串连阻抗，方程式5变成方程式6(见附录)。

        如方程式6所示，串连阻抗产生根据串连阻抗值而变化的温度读数的偏移。图2显示了相对于该串连阻抗的单一温度的温度误差。

图2 在0℃的温度误差与串连阻抗

        理想因子值η是一个基于晶体管结构的物理特性。对于任何特定器件而言，该值是一常数，虽然对于不同器件有所变化。当理想因子值不等于1.000或不等于温度监视器配置的理想因子时，它就会造成误差。在方程式5中，温度测量反比与该值，如果它不同于理想值(或预期值)，它将产生一个与温度不一致的乘法放大值。

        下面图3显示了由于各种理想因子失配而引入的有效误差。

图3 由于理想因子(η)带来的温度误差

        噪声注入更难以用绝对值进行量化。VBE测量通常在特定的频率进行，并通过一个低通滤波器。二极管噪声注入的大部分被衰减，然而，由于低通滤波器并不理想，噪声残余会产生DC偏移。由于A/D转换器对VBE测量的DC值进行取样，通过通常模式的注入，一些噪声无法去除，因而在温度测量中产生偏移。噪声误差的大小由注入的噪声以及测量电路的滤波能力所决定。

        最后一个误差源是由于大多数测量二极管在实际中是晶体管或VBE结而引入的。在二极管中，IF值设置为正向电压VF。当使用连接至晶体管或衬底VBE结的二极管时，被驱动流入二极管的电流，和被设为一个确切比率的电流，为发射极电流，尽管集电极电流决定VBE电压。发射极电流和集电极电流之间的关系已知，并且这里beta会有影响。图4显示了连接晶体管作为热二极管的几种常见配置。

图4 连接二极管的晶体管配置

        Beta的绝对值不重要，也不造成测量误差。重要的是在工艺变化或工作条件变化时，beta不是一个恒定值。Beta随温度变化，但更重要的是，它将作为晶体管中集电极电流的结果而变化。Beta改变测量电流的比率，并因而像理想因子值η一样加大偏移。

        如方程式8中所示(见附录)，如果β2 = β1 = β，那么分母中自然对数的每两项等于1，方程式8变成方程式5。同样地，随着β增加，beta失配的作用越来越小。在许多分立式晶体管器件中，beta为50-100的数量级，然而在衬底PNP器件中，beta的大小常常小于1，甚至低至0.25。

        如图5中所示，仅为1的beta变化将引起0.75度的误差。在很小几何尺寸的器件中，在所用电流范围beta变化可高达35%。

图5 温度误差与Beta变化

        由于每种误差源是独立的，每种都必须单独解决以纠正所测量的温度。如我们看到的，即使是很小的失配或误差，都能引致所测温度中很大的误差。这一误差要求热测量系统必须具有更大的误差容许量(margin-for-error)，它反过来不需要最佳的冷却解决方案。降低或消除温度测量中的主要误差源可以提高热管理系统的节电效率。

附录/方程式

其中：

VF = 二极管正向电压

VBE = 晶体管基极-发射极电压

IF = 流入二极管的电流

IE = 流入晶体管发射极的电流

IS = 二极管或晶体管的饱和电流

η = 二极管的理想因子(额定值1.00)

k = Boltzmann常数 = 1.381e-23

q = 电子电荷 = 1.602e-19

T = Kelvin温度 =℃温度 + 273.15

基于GPIB总线的RIGOL示波器通信测试系统设计

实际测试系统中，用数据采集卡来采集数据，有时会出现采集速率太慢，不满足测试要求的情况。而RIGOL示波器具有采集频带宽、灵敏度高、抗干扰性强等优点。所以，可利用带有GPIB接口的RIGOL示波器进行数据采集，然后通过程序设计，实现VISA（Virtual Instrument Software Architecture，虚拟仪器软件体系结构)的I/O控制功能，使采集到的数据通过GPIB电缆传输到PC中去进行进一步的分析。

GPIB总线接口系统

        典型的GPIB（General Purpose Interface Bus）测量系统由PC、GPIB接口卡和若干台（最多14台）GPIB仪器通过标准GPIB电缆连接而成。其中，GPIB接口卡完成GPIB总线和PCI总线的连接；GPIB接口仪器是一个独立的仪器，既可以构成一个GPIB总线虚拟测试系统，也可以作为独立的仪器使用。

        GPIB总线是一个数字化24线（扁型接口插座）并行总线。其中，16线为TTL电平信号传输线，包括8根双向数据线、5根接口管理线、3根数据传输控制线；另8根为地线和屏蔽线。GPIB使用8位并行、字节串行、异步通信方式，所有字节通过总线顺序传送。

        VISA是在LabVIEW工作平台上控制VXI，GPIB，RS232以及其他仪器的单接口程序库，采用VISA标准，可以不用考虑时间及仪器I/O。

RIGOL示波器通信测试系统的程序设计

        目前，虚拟仪器系统应用软件开发环境主要包括两种：一种是文本语言式的平台，主要有NI公司的LabWindows、VC++、Delphi等；另一种是基于图形化工程环境的平台，如HP公司的HPVEE、NI公司的LabVIEW等。

        文中的系统是在LabVIEW环境下运用G语言写成的，包括两部分：仪器控制前面板（Panel）和功能模块流程图（Diagram或称后面板）。

1测量数据的传输

● 测量数据传输系统的控制前面板设计

RIGOL示波器具有开放式的命令集和接口驱动程序,在程序中调用数据读取模块,按照命令集格式发送读取命令,就可获得相应数据,如周期、峰峰值等。控制前面板的主要控制对象包括：
① Stop—用来控制程序运行的开始和结束；
② Source—用来选择示波器的通道；
③ Resource Name—通过设置地址来控制指定的GPIB仪器；
④ Parity—用来控制奇偶校验；
⑤ Baud Rate—包括各种波特率。默认值是9 600b/s；
⑥ Measurement Type用来控制读取数据的类型。这里有5种类型：0—频率，1—周期，2—平均值，3—峰峰值，4—均方根值。

主要显示对象包括：
① Measurement—实时显示测得数据的数值；
② Unit—实时显示测得数据的单位；
③ Error out—显示出错信息。

● 测量数据传输系统的图形模块流程图的设计

        LabVIEW提供了丰富的功能模块。每个功能模块实现一个简单功能，类似于C语言中的子程序，主程序通过调用、组合及开发子程序（连接图标）来实现特定功能。本系统结构如图1所示。

主要功能模块包含有：
① Initialize VI—对程序进行初始化；
② Measurement Setting VI—对程序待测量的参数进行设置；
③ Read Measurement VI—读取示波器中测得的数据；
④ Close VI—程序测量结束，关闭通信，释放系统资源。

2测量波形的传输

● 波形传输系统的控制前面板设计

本系统通过特定的功能模块设计程序，能够在PC中实时读取到指定的示波器测得的信号波形。主要控制对象包括：
① Stop—用来控制程序运行的开始和结束；
② Resource Name—通过设置地址来控制指定的GPIB仪器；
③ Parity—用来控制奇偶校验；
④ Baud Rate—包括各种波特率。默认值是9 600b/s；
⑤ Source—用来选择RIGOL示波器。默认值为通道1；
⑥ Start Point—用来选择波形采集的起始点；
⑦ Stop Point—用来选择读取点的数量。

主要显示对象包括：
① Number of Rd Points—显示波形读取点的数量；
② Waveform Points—显示波形的各个点；
③ Waveform Points 2—显示波形的各个点；
④ Error out—显示出错信息。

● 测量波形传输系统的功能模块流程图的设计

        本系统的关键是运用了一个能直接读取波形的功能模块“Read Waveform to Array”。利用此模块，可以直接以曲线图和数组形式同时实时显示出示波器中的波形。

应用

        目前，我们正在进行的多相流层析成像实验中，对于其检测信号的数据处理部分，就利用了上述2个数据通信程序，把RIGOL示波器采集到的信号或者是测得的数据值直接传输到计算机中，再进行下一步的分析。

高性能数字万用表在便携式设备测量中的应用技巧

        高性能通用型数字万用表(以61/2位为例)，对许多应用来说，它们有极高的性价比。无论是航空航天、通信、汽车、工业部门或消费电子领域中，均存在便携式设备的使用。在这些领域中的便携式设备，均离不开应用高性能数字万用表对其各中重要参数的测量。同时也包括需要进行DC和AC的测量。在迸行测量中发现使用高性能数字万用表会非常容易，性能也很高。而本文将其高性能数字万用表在便携式设备部份参数测量应用技巧作分析介绍。

无需PC的简单数据记录

        因怀疑空调机产生快速和宽范围的温度改变，故需测量计算机服务器机房的温度变化，但却在在午餐时间内。如何能立即开始测量，又不耽误预定的午餐时间呢？应拿起高性能数字万用表、探头和电源线，把它们带到计算机机房，定好传感器探头位置，选择温度测量功能和传感器类型，按Data Log键(见图1所示面扳)，设置1小时测量其间隔为1秒；按Trigger键开始测量过程，然后仍可去午餐。等测量已经完成，读数都已保存在非易失存储器中，把数字万用表带回办公室，接上LAN，启动PC的浏览器把读数从浏览器剪切和粘贴到工程师的电子表格，交付打印的图表。不需要用计算机进行测量设置，高性能数字万用表体积小，携带方便，工程师不需要为收集数据编写或加载程序。

与峰值测量相组合的DCV测量。

        直流电源的输出往往存在着纹波。这些纹波电压规定为某一特定或更低的电平，并需要进行测试。交流信号的频率通常与电网相关，但开关电源会有更高的频率。例如图2所示带有交流成分的直流信号。

        常用的测量方法是进行DCV和ACV RMS(峰值)这两项测量。但这种测量方法也受到一些限制：两次测量要花较多的时间，特别是改变功能和量程时；一般ACV RMS测量缺少重要的峰值信息；还需花时间通过数字处理得到峰值信息。

        数字万用表提供称为峰值测量的辅助测量功能，它能在进行精密DCV(或ACV)测量的同时激活。这里是对上述方法的改进：启用峰值测量功能，用一个或多个工频积分时间进行精确的DCV测量，用以抑制供电电源频率和随机噪声；取回DCV和峰值测量数据。

        峰值测量产生在DCV测量积分时间期间的20μs间隔，因此任何可检测峰值的宽度至少应达到20μs 。

        从这两项测量可确定的情况包括：DCV和峰峰数据在容限内—通过；DCV正确，但峰峰值超出极限—失败；DCV略有超差，但峰峰值很好—失败。

        第二和第三种情况的峰峰纹波电压存有疑问。第二种情况可能有过大的噪声尖峰，因为它未能从输出中滤除。第三种情况可能属失真，它产生的非对称AC成分在DCV测量中增加了DC成分。而此时的纹波可能仍保持同样的峰峰电压。主测量失败时需要有信号的更多信息。高性能数字万用表提供50K读数/秒的波形捕获，可通过采样得到其它诊断信息。

        最小化其测试时间是生产制造中追求的目标，因此与单独进行DCV和ACV测量，或数字化和处理信号相比，精确DCV测量和峰值测量的组合能显著减少测试时间。所得到的另一好处是峰峰信息能更好说明电源输出信号的质量。

使用电平触发的精确测量—手持式装置电池工作期间的耗用电流

        下面的波形(图3)代表手持式装置电池工作期间的耗用电流。要求是测量脉冲的平均直流值一仅在脉冲持续期间。这一脉冲没有可用作同步外触发的相关5V逻辑信号事件。最初会想到用大量高速测量捕获这一异步事件是唯一可行的解决方案，继而在计算机中处理波形得到结果。

        对带有模拟电平触发的数字万用表而言，这是相对简单的测量。不需要由外部TTL脉冲启动触发。把该数字万用设置为在脉冲上升沿的某一点(量程百分数)处触发。用触发延迟保证测量在脉冲的“平坦”部分开始，把模数转换器积分时间设置为能最大化测量精度，而不超出脉冲宽度持续时间的值。在这一例子中，对触发电平的100μs延迟把测量起点放在上升沿通过后。数字万用能用1ms积分时间进行6l/2位的测量。此外，任何DC 测量都允许用峰峰测量功能捕获信号的峰峰成分，如前面的例子所述。

用直接采样ACV测试荧光灯的镇流器

        在荧光灯关闭时，灯管内的水银/蒸汽混合物号是不导电的。在加电时，需要用300VAC的电压启动水银辐射的气体放电。通过低压水银蒸汽的电流放射紫外光。内部磷涂层有效地把大部分紫外光转换成可见光。根据灯管的瓦数，启动后只需要用低得多的电压，通常为100VAC至175VAC的电压保持放电。

        需要用数字万用表测试镇流器电压，以保证向灯管施加正确的电压。这是一项ACV测量。许多数字万用表，在ACV测量时都使用模拟RMS转换器。虽然这些转换器能够测量高达1MHz的频率成分，但不能告诉数字万用表有关输入中存在短持续期高压尖峰的情况。这些短持续期尖峰对RMS成分的影响很小，因此得到的电压测量结果与预计电压可能有相当大的偏差。

        例如，镇流器除了起辉所需的300VAC信号外，还可能产生lkV甚至更高的尖峰。数字万用表得到的读数可能为300VAC，偶而也读到301VAC。测试系统就认为一切良好—都在容限以内。但却没有看到巨大的电压尖峰对数字万用表输入部分的冲击。如果数字万用表没有有效的输入保护，在连续冲击下的输入电路就有可能损坏。

        该数字万用表用直接采样技术进行AC RMS测量。相对于模拟RMS计算，直接采样技术带来了四项好处：10倍快的AC测量，对高频正弦波的精度改进，峰峰信息，以及波峰因素不会使精度降级。

        对输入信号的过采样能检测到窄而高的电压尖峰，使数字万用表能够把尖峰作为过载错误条件响应。这一信息告诉测试工程师在数字万用表的接线或镇流器内有问题存在。解决方案非常简单，只需在夹具中增加一级滤波，以抑制到达数字万用表输入端的尖峰。总之，测试工程师可从数字万用表提供的信息“看到”信号中的真实成分。直接采样AC技术提供对信号成分的可视能力，并能同时进行有效值和峰值测量。

可测试手持式装置各种工作条件下的耗用电流—能类似示波器波形捕获的电平触发

        宇航和汽车应用有大量的机电信号。它们来自振动、拉伸和压缩试验台的机械部件。这些信号的频率成分相当低，通常低于8kHz。例如典型加速度计的带宽为2.5kHz。对于这种类型的信号(见图4所示)，数字万用表提供具有如下能力的波形捕获：50kHz采样率41/2位，使用低抖动的采样定时器；相对平坦的带宽响应(<0.1dB，3kHz；<0．6dB，8kHz)；模拟电平触发；预触发和后触发采样；1M读数保存；270k读数/秒访问读数保存。

        除了物理量测量外，功能测试应用中产生的电信号通常也低于8kHz：300Hz至3kHz的语音信号，手持式装置，例如移动电话、数码相机或PDA中的电池耗用电流，以及其它低频成分的信号。在电子工业中经常需要进行手持式装置耗用电流测量：因为长的电池寿命是客户满意度的一项重要因素。了解手持式装置各种工作条件下的耗用电流是非常重要的。

        一些电源能够采样向被测装置提供的电流波形-并达到微安级的精度。例如AgilentN6700电源就有这样的能力。但这种测量仅限于电源输出的电流。当测试系统确定从电池流出过大的电流时，测试手持式装置各部分的许多其它测试点看到的应是好或是不好、需要多长时间。这就要求波形捕获检查电流的定时。

        图4中的波形是数码相机的耗用电流，它仅在拍照时激活。此时它是电流分路器上的电压。波形代表着自动聚焦的机械运动、处理照片、驱动显示和状态LED，以及把结果保存在Flash存储器中。该数字万用表的电平触发适用于任何测量功能。此时的DCV的测量以50K采样/秒进行。对于1M 读数，能以这样的速率保存20s的数据。预触发和后触发允许您围绕事件建立类似示波器的波形捕获。数字万用表将进行连续测量，直至遇到电平触发。它会保留测量的预触发计数，然后开始后触发测量计数。这是等待异步事件的一项极好技术，在预触发计数与后触发计数间不存在测量的不连续。

使用多台数字万用表的直接接到传感器上同时测量

        在汽车和航空航天行业，往往需要同时测量放置在机电设备上的多个传感器。在使用开关，特别是FET(场效应管)开关时，要对高压进行不经衰减的高速扫描是非常困难的。实现对极为不同电压电平信号的高速扫描，或运行不同的测量功能也都是非常困难的。在这类情况下，可把多台高性能数字万用表直接接到传感器上，并把所有的外触发输入并行地接到同一触发事件(见图5所示)。

        高性能数字万用表通过外触发输入的硬件耦合接到测量引擎。测量反应时间或抖动小于1μs，因此多台以50K读数/秒运行的数字万用表实际上能在同一时刻开始采样。该每台数字万用表保存1M读数，即并行地保存20秒的捕获数据。用4台数字万用表实现200K读数/秒的有效读数率，然后从每台数字万用表读数保存中连续地以50K速率，或以270K读数/秒的突发速率取出读数。

        这一应用的独特之处您是可向同事借用这4台数字万用表。它设置容易，并能把设置状态复制到每一台仪器，100MbitLAN或USB 2.0接口能容易地实现这一数据率。

如何设置快速直流测量

        控制直流测量速度有5项要素：自动归零，自动量程，积分时间，自动触发延迟，峰值测量。

        自动归零、自动量程和峰值测量都有内部软件指导下的机械装置执行，用以控制数字万用表内部的运行。这一动作在最好条件下也被限制于2000读数/秒。为实现高于2K读数/秒的读数率，必须选择固定量程和禁用峰值测量，关断自动归零。

        自动归零在每次测量施加信号后进行。内部电路不介入施加信号，而把输入端至模数转换器的信号通路短路。测量所存在的偏移，并将其从实际测量结果中扣除。这意味着每次测量都要取两个读数。关断自动归零可节省时间，因为此时只进行一次测量，并且没有软件和机械装置的参与。

        自动量程对施加信号进行预先测量，以尝试和确定能实现最高分辨率测量的最佳量程。这些数字万用表的自动量程非常快，能容易地跟踪120Hz信号。但当从10V或10MΩ量程跳到更高量程时，自动量程也需要较长的时间。关断自动量程的同时也切断了软件和机械装置参与。

        积分时间是模数转换器花在积分施加信号上的时间。高性能数字万用表的最小积分时间分别为100μs和20μs。积分时间分辨率为20μs；因此34411A的最高采样率是50K读数/秒-20μs积分时间。次高读数率为25K读数/秒-40μs积分时间。

        自动触发延迟足可编程的设置。它是默认启用的。在启用后，数字万用表根据功能、量程和积分时间推荐一个延迟时间。这一延迟与触发子系统有关。如果禁用，它就对所有功能禁用。

        峰值测量在进行精确直流测量时使用。此时的测量积分时间通常为一个或多个PLC，峰值测量可在61/2位直流测量时启用，并仍能实现1000读数/秒。

下面是实现DCV功能最高测量速度的SCPI命令例子：

CONF：VOLT：DC

VOLT：ZERO：AUTO OFF

VOLT：RANGE 1，0

VOLT：APER MIN

或VOLT：NPLC MIN

TRIG：DELAY：AUTO OFF

TRIG：DELAY 0

        积分时间设置至MIN。MIN对于34410A足100μs，对于高性能数字万用表是20μs。DCI、电阻和温度也可使用同样的命令-但您必须把VOLT变为CURR，RES，FRES或TEMP。

        在进行四线欧姆测量时也许不能关断自动归零。温度测量完全是电阻测量，可以是两线或四线的测量。

如何设置快速交流测量

        影响交流测量速度的关键因素是：AC滤波器设置，自动量程，自动触发延迟。所有交流测量的速度都被限制为500读数/秒或更低。根据上述三项因素的设置情况，测量可能会更慢。交流滤波器在所有交流测量中普遍被采用，它也是影响速度的最重要因素。

        自动量程对测量速度没有明显影响，直到高压信号使执行继电器改变量程。自动触发延迟对测量速度降低的影响主要取决于交流滤波器选择。下面是实现ACV最高测量速度的SCPI(可编程仪器的标准命令)命令例子：

CONF：VOLT：AC

VOLT：AC：BAND 200

VOLT：AC：RANGE 1.0

TRIG：DELAY：AUTO OFF

TRIG：DELAY 0

        ACI使用同样的命令—只是用CURR代替VOLT。对于频率来说，FREQ：APER命令规定了0.001，0.01，0.1或1s的闸门时间，除AC滤波器选择外，它也会影响读数率。

        峰峰测量不会减慢AC RMS测量。

内置的网络服务器

        高性能数字万用表配有内置的网络服务器，它提供强有力的配置、诊断和编程工具。您需要的只是LAN连接、网络浏览器和数字万用表的IP地址。只要您的计算机能够访问eBay.com，也就能从任何地方访问高性能数字万用表。不需要使用其它软件完成对数字万用表的配置。数字万用表可配置为DHCP(从外部主机得到IP地址)，AutoIP(数字万用表分配它自己的IP地址)，也可手动分配IP。只要您知道这一IP地址，就能容易地把它送入网络浏览器的URL。您可同时连接到3个网络浏览器。

结论

        高性能数字万用表提供如同台式仪器的易用性，以及测试系统应用所必须的各项性能。无论所应用是需要一般性测量，精密直流和交流测量，捕获机电机波形，或是高吞吐率和高程序执行速度均能覆盖的众多测量功能特能很好地满足您的应用要求。

        当今62/1高性能数字万用表己有几家厂商可提供，有共性也有各自的特征，值此侧重以Agilent的34410A和3441lA型为例作说明。

扩展RF/微波测量的频率范围

图1  典型的单级下变频器方框图

图2  典型的单级上变频器方框图

        对小型、经济实用和可重构的RF与微波测量系统和发生器系统的需求一直保持着强劲的势头,唯一的出路是另辟蹊径。变频不失为一种简便、有效的技术。例如,将RF信号下变频至较低的频率,比如20MHz~30MHz,就可以用数字化仪来处理。一旦信号转换成数字格式,从数据中提取信息,诸如频率、功率、调制和谐波成分则相对地容易。采用相反的过程能提供系统的信号发生器功能。低频信号送入上变频器,最终输出一个感兴趣频带的有用频率,调制可以通过任意波形发生器提供,也可以用软件创建。

当前的系统水平
        当前的PXI  RF分析系统的频率上限为2.7GHz或3GHz,辅以相应的软件可提供下列测试功能:

  频谱分析
  功率测量(峰值和平均值)
  邻道功率测量
  调制分析
  占用频带
  频率响应

        具有上述测量功能系统的典型成本约为15000美元.一台频谱分析仪的价格也大体如此.尽管PXI RF分析仪不一定具备同类单台产品的全部性能指标,但它确实能以较低成本提供欲完成任务的足够性能。在大多数场合,RF分析仪用于生产环境,在这种环境中,工作速度和使用方便性比最高性能更重要。不仅如此,对准确测量应用,其软件包是可以用户定制的。

变频技术

        近年来,为了用PXI实现802.11a测试,必须将5.6GHz频带下变频至1.1GHz~2.2GHz。下面详细考察各种变频方案,并讨论它们的优缺点。

表1 下变频技术

表2 上变频技术

        表1列举了3种主要的下变频技术,同时指出了各自优缺点。基本混频似乎是最佳方案。在4.6GHz~6GHz下变频场合,使用固定频率的本振,1.1GHz输出信号的频带与输入信号频带相同,因此称为区变频。

        采用这一方案,一个双槽宽PXI下变频器模块将4.9GHz~6GHz频带中信号变频至1.1GHz~2.2GHz频带中信号。模块的方框图如图1所示。下变频器器设有一个锁定在RF分析仪10MHz基振的固定频率本振,输入信号与本振混频,然后经滤波后提供较低频率的输出。

图3 12.2GHz-12.7GHz上变频器方框图

        任何时候两个信号混频,得到的将不仅仅是所需要的频率,还存在很多其它的频率。因此,下变频器设计必须保证将这些无用的信号全部过滤掉。滤波器同时还能降低本振信号在变频器输入和输出上的电平。在混频器的3个端口中还可增加一个小型2dB衰减器,来改善匹配度和系统的总平坦度。混频器会产生下边带和上边带。在此场合,选择下边带来覆盖1.1GHz~2.2GHz频带。上边带由混频器输出端的低通滤波器过滤掉。然而,选择下边带会产生频谱倒置的复杂情况。例如,倘若本振频率(F_LO)为7.1GHz,输入频率(F_IN)为4.9GHz,那末输出频率(F_OUT)为2.2GHz或12GHz.
F_OUT=F_LO+F_IN

        12GHz信号经低通滤波器大于60dB的衰减,对输出影响很小。同样,6GHz输入频率会产生1.1GHz和13.1GHz输出频率。这样,如果在输入端扫频,而在捡得的输出端进行观察,频带的低端出现在显示的右边,而高端在左边。这个扫描图形正好与观察扫描频率的习惯方式相反。幸运的是,频谱倒置能很容易用软件校正,显示返回到正常的方式。

        为了解决信号发生器的需求,一个上变频器将信号从1.1GHz~2.2GHz频带变换至4.9GHz~6GHz频带。表2列出了上变频器的两种技术。同样,我们选择基本混频方案。上变频器的方框图基本上和下变频器类似,只是作些变更以适应输入频率低于输出频率(图2)。同样可以用2dB衰减器来改善混频器每个端口的匹配度。用相同的混频器和开关来提供变频或直通性能。上边带由输出级的带通滤波器除去,最终的输出电平用可程控衰减器进行高速调整,为了便于观察,针对频谱倒置的校正是必不可少的。

        为了实现802.11a测试,RF分析系统的成本增加至5000美元~8000美元。而一台新的信号发生器或频谱分析仪,想要覆盖扩展的频率范围,其成本至少高出5倍以上。

Wi Max要求
        通信事业的发展不可能停止不前,新的应用层出不穷。一种新的标准是WiMax或80216a,全称是微波接入全球互通它是一项无线城域网(WMAN)技术,是针对微波或毫米波频段提出的一种新的无线接口标准。它用于将终端无线接入到互联网,也可以将公司或家庭环境连接至有线骨干网,作为线缆或DSL的线扩展技术,实现无线宽带接入。

        Wi Max给出了2GHz~66GHz极宽的频率范围。目前考虑的是2GHz~11GHz频段Wi Max规章工作组建议先采用2.5GHz,3.5GHz以及5.8GHz频段。如果这一标准被广泛地采纳,就要求调制解调器工作在这些频段。对于PXI基RF分析仪。只要工作带宽不超过500MHz,仍然可以使用图1所示的简单分区下变频器来完成这个任务。当然,本振频率和相应的滤波器需作些改动。这一方案也适用于上变频器。然而当输出频率在12.2GHz~12.7GHz时,上变频器可按图3所示的框图进行设计。

宽带应用
        某些应用需要大于500MHz的带宽,在这些场合,必须使用可调谐本振来控制杂散频率和镜象频率。采用锁定在10MHz基振的YIG调谐的合成器,已设计了一种覆盖2.7GHz~6GHz的变频器。带调谐的变频器,其输出频率范围无法达到输入频率范围相同带宽,因而频带需分段进行分析。由于有用带宽在20MHz~30MHz范围,处于当前频率扩展设计的能力之内,不会出现什么问题。
尽管调谐本振的复杂程度较高,变频器方案仍不失为扩展当前RF分析系统频率范围的最经济,最方便的方法。

结语
        简单的变频器是增加PXI基RF分析系统频率性能最经济,最有效的方法。系统软件无需作大的改动,工作在透明的方式,且提供充分的灵活性。当要求变化时,需要改动的只是变频器部分而不是整个系统。这是机柜式仪器无法达到的。

确定RF抗干扰能力的测量技术

本文来自美信集成产品公司

目前，大多数蜂窝电话采用时分多址(TDMA)标准，这种复用技术以217Hz的频率对高频载波进行通/断脉冲调制。容易受到RF干扰的IC会对该载波信号进行解调，再生出217Hz及其谐波成分的信号。由于这些频谱成分的绝大多数都落入音频范围，因此它们会产生令人生厌的“嗡嗡”声。由此可见，RF抗干扰能力较差的电路会对蜂窝电话的RF信号解调，并会产生不希望听到的低频噪音。作为质量保证的测试手段，测量时需要将电路置于RF环境中，该环境要与正常操作时电路的工作环境相当。

        本文说明了一种通用的集成电路RF噪声抑制测量技术。RF抗干扰能力测试将电路板置于可控制的RF信号电平下，RF电平代表电路工作时可能受到的干扰强度。从而产生了一个标准化、结构化的测试方法，使用这种方法能够得到在质量分析中可重复的测试结果。这样的测试结果有助于IC选型，从而获得能够抵抗RF噪声的电路。

        可以将被测器件(DUT)靠近正在工作的蜂窝电话，以测试其RF敏感度。但是，为了得到一个精确的、具有可重复性的测试结果，需要采用一种固定的测量方法，在可重复的RF场内测试DUT。解决方案是采用RF测试电波暗室，提供一个可精确控制的RF场，相当于典型移动电话所产生的RF场。

RF抗干扰能力测试装置

        下面我们对MAX4232双运放和一款竞争产品X的RF抗干扰能力测试结果进行比较。RF抗干扰能力测试电路(图1)给出了待测双运放的电路板连接。每个运算放大器配置成交流放大器。没有交流信号输入时，输出设置在1.5V直流电平(VCC=3V)。反相输入通过模拟输入端PC板引线的1.5英寸环线短路至地。该环路用来模拟实际的引线效应，实际引线在工作频率下相当于天线，接收、解调RF信号。在输出端连接一个电压表(dBV)，测量、量化运算放大器的RF噪声抑制能力。

        Maxim的RF测试装置(图2)产生用于测试RF抗干扰能力的RF场。测试电波暗室具有一个屏蔽室，作用与法拉第腔的屏蔽室类似，具有连接电源和输出监视器的端口。把下面列举的设备连接起来就可以组成测试装置：

信号发生器：9kHz至3.3GHz (Rhode & Schwarz SML-03)
RF功率放大器：800MHz至1GHz，20W (OPHIR 5124)
功率计：25MHz至1GHz (Rhode & Schwarz)
平行线单元(电波暗室)
场强检测仪
计算机(PC)
电压表(dBV)

        信号发生器产生所需频率的RF调制信号，并将其馈送到功率放大器。通过一个与功率计连接的定向耦合器测量并监视功率放大器(PA)输出。计算机通过控制信号发生器输出的频率范围、调制类型、调制百分比以及PA的功率输出建立所需要的RF场。电场通过天线(平面型)在屏蔽电波暗室内辐射，经过精确校准产生均匀、一致的可重复电场。

        典型蜂窝电话附近的RF场强近似为60V/m(距离手机天线4cm处)，远离手机后场强降低。在距离手机10cm处，场强降至25V/m。因此在电波暗室内产生一个均匀的60V/m场强，以模拟DUT所处的RF环境(60V/m的辐射强度可以保证被测器件不至于发生电平钳位，避免测量误差)。所采用的射频信号是在800MHz至1GHz蜂窝电话频率范围内变化的RF正弦波，使用1000Hz的音频频率进行调制，调制深度为100%。用217Hz频率调制时可以得到类似结果，但1000Hz是更常用的音频频率，为便于评估，这里选择了1000Hz。通过电波暗室的接入端口为DUT提供电源，并通过接入端口连接电压表，读取dBV值(相对于1V的dB)。通过调整DUT在电波暗室内的位置，并使用场强检测仪可以精确校准RF场。

测试结果

        两个双运放(MAX4232和竞争产品X)的测试结果如图3所示，测量值为平均输出dBV。RF频率在800MHz至1GHz范围内变化时，在均匀的60V/m电场中，MAX4232的平均输出大约为-66dBV(500μVRMS相对于1V)；竞争产品X的平均输出大约为-18dBV(125mVRMS，相对于1V)。没有RF信号时，电压表的读数为-86dBV。

        因此，MAX4232输出的变化量只有-20dB (-86dBV到-66dBV)，即RF干扰导致MAX4232输出从50μVRMS变化到500μVRMS。在RF干扰环境下，MAX4232的变化因子是10。因此可以推断出MAX4232具有出色的RF抗干扰能力(-66dBV)，不会产生明显的输出失真。

        而器件X的噪声抑制平均读数仅有-18dBV，这意味着在RF影响下输出变化为125m VRMS (相对于1V)。这个增加值很大，是正常值50μVRMS的2500倍。因此，器件X的RF抗干扰能力很差(-18dBV)，当靠近蜂窝电话或其它RF源时可能无法正常工作。显然，对于音频处理应用如耳机放大器和话筒放大器，MAX4232是一个更好的选择。

总结

        总之，为了保证产品在RF环境下的工作质量，RF抗干扰能力的测量是电路板和IC制造商必须考虑的步骤。RF电波暗室测量装置提供了一个既经济、灵活，又精确的RF抗干扰能力测量方法。

RFID 测试技术分析

作者：

Elaine May

营销与实时频谱分析仪产品线主管

泰克公司

 随着阅读器与标签价格的降低和全球市场的扩大，射频标识 RFID(以下简称RFID)的应用与日俱增。标签既可由阅读器供电(无源标签)，也可以由标签的板上电源供电(半有源标签和有源标签)。由于亚微型无源 CMOS 标签的成本降低，库存和其他应用迅速增加。一些评估表明，随着无源标签的价格持续下降，几乎每一个售出产品的内部都将有一个 RFID 标签。由于无源 RFID 标签的重要性及其独特的工程实现的挑战性，本文将重点研究无源标签系统。

        当接收到来自阅读器的 CW 信号时，无源标签对射频 RF(以下简称 RF)能量进行整流以生成保持标签工作所需的小部分能量，然后改变其天线的吸收特点以调制信号，并通过反向散射反射给阅读器 [参阅图1]。RFID 系统通常使用简便的调制技术和编码体制。然而，简单调制技术的频谱效率低，对于某一给定的数据速率，它所要求的 RF 带宽多。在调制前，必须将数据进行编码形成一连续的信息流。可用的位编码体制有很多类型，每一类编码都有其基带频谱性能的独特优势、编解码的复杂性以及在时钟驱动下将数据写入到存储器的困难性。由于标签板上定时源很难达到实际所需的准确性，以及挑战性的带宽要求和最大化 RF 能量传输以向标签供应能量等原因，无源标签对所使用的编码体制有独特的要求。最后，需要某种防冲突协议以便阅读器能够读取其覆盖范围内的所有标签。

RFID测试综述

        每一个 RFID 通信系统都必须通过监管要求并符合所用标准。然而，今天，系统优化将这个快速增长产业中的胜者与输者分离开来。本文讨论的是 RFID 通信系统的设计师所面对的测试挑战：监管测试、标准一致性和优化。

        RFID 技术有几个不同寻常的工程测试挑战，例如瞬时信号、带宽效率低的调制技术和反向散射数据。传统的扫频调谐频谱分析仪、矢量信号分析仪和示波器已被用于无线数据链路的开发。然而，这些工具用于 RFID 测试时都存在一些缺点。扫频调谐频谱分析仪难以准确捕获和刻画瞬时 RF 信号。矢量信号分析仪实际上不支持频谱效率低的 RFID 调制技术及特殊解码要求。快速示波器的测量动态范围小，不具备调制和解码功能。实时频谱分析仪 RTSA(以下简称 RTSA)克服了这些传统测试工具的局限性，具备对瞬时信号的优化，通过泰克享有专利的频率模板触发器能够可靠触发复杂的真实频谱环境下的特定频谱事件。

图1：无源标签对射频 RF能量进行整流并调制信号，然后反向散射反射给阅读器。

监管测试

        每个电子设备制造商都必须符合设备销售地或使用地的监管标准。许多国家正在修改监管法规以紧跟无源 RFID 标签的独特数据链路特点。大多数监管部门禁止设备的 CW 发射，除非用于短期测试。无源标签要求阅读器发送 CW 信号以向标签供应能量并经过反向散射实现调制。即使无源标签没有一个典型的发射器，仍能发出一个被调制的信号。然而，许多规定并没有涉及基于无发射器的调制。多种频谱发射测试并没有明确地包含在阅读器的 RFID 标准中，但却成为了规定。

        政府规定要求控制发射信号的功率、频率、带宽。这些规定防止有害干扰并保证每个发射者都是频带内其他用户的友好邻居。对于许多频谱分析仪特别是通常用于脉冲信号能量测量的扫频频谱分析仪，进行此类测量是具有挑战性的。RTSA 能够分析一个完整的分组发射过程的能量特点，也能直接测量跳频信号的载波频率，而无需将信号置于一个跨度的中心。按一下按键，分析仪就能识别一个瞬时 RFID 信号的调制方式并能够对功率、频率和带宽进行监管测量，使预一致性(pre-compliance)测试过程变得非常灵活和方便 [参阅图2]。预一致性测试有助于确保产品一次通过一致性测试，而无需重新设计和重新测试。

图2：预一致性测试过程

标准一致性

        阅读器和标签之间可靠的相互作用要求与 ISO 18000-6 C 类型规范等产业标准相一致。该要求增加了许多超出基本要求的测试以满足政府的频谱发射要求。RF 一致性测试十分关键，有助于确保标签和阅读器间的可靠协同工作。

        预编程测量能减少进行这些测试所需的建立时间。例如，ISO18000-6 C 类型的一个重要测量是启动时间和关闭时间。载波能量上升时间必须足够快以保证标签采集到使其正常工作的充足能量。信号也必须迅速达到稳定状态。发射结束时，载波能量下降时间必须足够快，以防止其他发射受到干扰 [参阅图3]。

图3：发射结束时，载波能量下降时间必须足够快，以防止其他发射受到干扰。

        一些 RFID 设备使用了经过优化的面向特定应用的专用通信机制。这种情况下，工程师需要一种分析仪能够提供多种调制和编码机制，可根据所使用的特定格式，对这些调制和编码机制进行编程调整。

优化

        一旦满足基本规范，对 RFID 产品的性能进行优化以赢得某一特定市场空间的竞争优势就显得尤为重要。性能指标包括标签的读取速度、标签在多阅读器环境中的工作能力和标签与阅读器之间的距离。在消费应用中，标签与阅读器之间的通信速度直接影响用户的满意度。例如，使用 RFID 的公共运输业，读取时间由 5 秒钟降低到小于半秒钟后，才得到广泛认可。在工业应用中，速度就意味着生产量：生产量越高，资金和人力资源的使用效率就越高。由于无源标签从 RFID 阅读器获得它们正常工作所需的能量，多个阅读器可能导致标签试图对询问它的每一个阅读器都进行响应。在多阅读器情况下，为改善系统的吞吐量需要使用某种防冲突协议。最后，为最大化标签的读取范围，载波对噪声(carrier to noise)的要求应当最小化，但是这可能与通过最小化载波的不工作时间以防止标签耗尽能量的需要相冲突。这些优化措施对工程师和测量设备提出了挑战。

        让我们看一个具体的例子 —— 优化通信速度，也称为翻转时间 TAT(以下简称 TAT)。可用的 RF 能量、路径衰落和经过更改的符号速率能延长标签对阅读器查询的响应时间。响应越慢，读取多个标签所花费的时间就越长。快速测量 TAT 对优化 RFID 系统的速度是非常必要的。

图4：使用 RTSA可以很容易地测量 TAT。

        使用 RTSA 可以很容易地测量 TAT [参阅图4]。首先，需要安装一个频率模板触发器以获取标签与阅读器之间的整个查询。RTSA 的功率与时间关系视图使用户能够观看整个发射过程。习惯认为一个下行链路传输(由阅读器到标签)结束到下一个下行链路传输开始之间的时间就是半双工系统的 TAT。将一个标记放在标签询问的结束点，第二个 δ 标记置于反向散射的结束点或下一次阅读器进行数据发射的开始点，就可以精确测量出 TAT 时间。在大范围下行链路的条件下维持最短的 TAT 将有助于系统吞吐量的最大化。

        RTSA 也能解调与标签查询相关的符号或比特。用户只需选择相应的 RFID 标准、调制类型和解码格式。分析仪能自动检测并显示链路的比特率。为进一步提高工程师的生产效率，对恢复出的数据符号进行了基于功能的颜色编码(color-coded)。RTSA 能够自动识别前导符并将那些符号染成黄色。这易于识别实际的数据负荷并与已知值进行比较。

本文小结

        RFID 产业包含了大量的技术和应用，其中许多技术和应用与典型的通信链路不同。工程师需要能够快速和便捷地进行监管测试、标准一致性和优化测量的工具。

        RSA3408A 是满足这些需求的一种工具，支持多种 RFID 国际标准、时间相关的多域测量、定制的 RFID 通信体制、多种 RFID 信号的解调和符号解码。该仪器大大提高了工程效率，同时缩短了产品投放市场的时间。不论是满足政府频谱规定、保证标签或阅读器符合特定的通信标准，还是调试一个开发中遇到的问题，RTSA 都是适合分析阅读器和标签所发出的 RFID 信号的独特工具。