用矢量信号分析仪检测非线性失真

作者：Hagen Eckert

移动通信网络所用功率放大器的一个关键性能参数为非线性失真。但过度的非线性失真会使误码率(BER)提高，导致移动通信网络中所传输的语音及数据信号质量下降。幸运的是，该矢量信号分析仪不仅可以用于精确地检测矢量及标量的调制误差，如误差向量幅度(EVM)特性，还可用于评估放大器及系统失真特性。因分析仪进行有效测量时亦无需任何特殊检测环境或检测信号，该分析仪可在移动通信网络正常运行的情况下分析来自基站的冲击信号。

通常依赖量程可调的伏特计或频谱分析仪，采用双音或多音方法1来确定被测器件(DUT)的压缩点。网络分析仪采用功率扫描作类似分析。这两种方法中所用的信号皆为测试信号或是仅仅优化用于频谱带宽或统计分布的信号，并非实际工作环境下的信号。

可以利用矢量信号分析仪来测量标量、矢量调制参数及数字调制移动无线信号的调制误差。按现代的理念，因在常规的测量过程中已收集了所有必要的数据，这些设备也应可以测量及评估线性误差。实际上，只需要一套标准的测试设备，并不需要附加的测量设备或特殊测试信号。

图1所示为一组典型的、使用矢量信号分析仪进行测量的测试配置。带同相、正交调制能力的信号发生器产生一个RF移动无线信号，并将其送至被测器件(DUT，如移动通信输出放大器)的输入端。放大器的输出端通过衰减器(避免仪器工作范围外的高压)与矢量信号分析仪(如Rohde&Schwarz公司的FSQ-K70)输入端相连。甚至可用这一组设备直接测量基站的RF输出信号。

图2为矢量信号分析仪的框图。经数字调制的RF输入信号通过RF及中频级(模块1、2)前往模-数转换器的输入端(模块3)。IF信号被取样，并与一复杂基带信号(模块4)数字混频，经数字滤波(模块5)后存储于随机存取内存RAM(模块6)中。

数字信号处理器DSP对基带信号解调至位级(图2中模块7)，并产生一个与非失真发射信号相应的基准信号。信号分析仪仅需了解调制结构及适当滤波(模块8)。在对中心频率偏移、相位及符号定时(图2，同步模块9)校准后，被测信号的幅度和相位与基准信号相适应，以取得EVM的均方根值(RMS)。在最后一级中，将被测信号与参考信号进行比较(图2模块11)。在此时对典型调制误差(如与时间对应的幅度误差，与时间对应的相位误差)进行计算。这些信号用于表示矢量及星座图或用于在以后计算失真特性。

图3(a)所示为经上升余弦滤波的未失真的16态正交振幅调制信号的理想星座图。图3(b)所示为纯幅度失真放大器的输出信号。两图中都标识了复杂基带信号的矢量图。实际的星座点(图3(b))在其理想位置的附近。栅格的曲率一定程度上表示了非线性、基于幅度调制的幅度失真。图3 (c)所示为幅度-时间特性。理想信号为蓝色曲线，实际信号为红色曲线。为便于识别，用正方形或圆标识符号时间。该理想信号的三个幅度等级用R₁至R3的水平线表示，而测量信号则用D1至D3的水平线表示。

尽管理想信号与实际信号在低电平段其本相吻合，但随着电平的增大，偏离加大。若用x/y坐标来表示各电平上的失真信号取样与其对应的理想信号取样，则所得结果便为调制―振幅特性。为了更好地判定，该电平段也可以表示为直线。特性曲线与对数线(线性增益)的偏离，即为放大器非线性失真的量度[见Figs.3(a)及3(b)]。

实际上，可用理想信号与实际信号的信号比或用理想信号与实际信号间差值信号的对数值来描述失真特性。若用x/y坐标描绘每个信号差值样本与理想信号，则所得结果即为AM/AM失真特性(基于振幅的振幅失真)。将所有的测试点标入特性曲线中。这样，特性曲线与水平0-dB线间的偏离即为非线性失真量，见[图3(e)和图3(f)]。将相位误差看作AM/PM特性曲线理想幅度的函数(基于振幅的相位失真)，从而可得到相位误差。

在分析仪工作过程中，用解调位（比特）重建理想信号。这样就无需知道之前的发射数据序列或理想I/Q取样。根据以上所述方法，通过比较理想信号与测量信号，即可确定实际特性。这使得放大器可在以后的精确工作模式上被测量。

为计算调制误差，分析仪通过将符号时间的EVM的有效值(RMS)最小化来适配测量信号。有关这类的适配，在常见的移动无线标准(如EDGE)中有具体描述。

图4所示为标有符号时间、经适配之后的误差信号。以对数形式表达其与参考信号的关系，可以发现，适配导致测量点及内插压缩曲线在垂直方向上略有偏移[图3(f)及4(b)]。

插值后，用两个记号标记压缩点，其水平间隔固定为10dB。通过在特性曲线上移动记号来决定两记号垂直间隔为1dB的点。此时，标为记号C的该位置即表示1dB压缩点，见图4(b)。

图4(c)及4(d)所示为带上升余弦发射滤波的16QAM调制方案的实际测量结果。该发射滤波并不需要接收滤波器并能自动产生符号间无干扰(即，集中的)的星座点。适配产生如下图形：即星座点的位置被轻微地向高电平移动。中间位置的星座图看起来相符，而具有高电平的外部点向内微移。

通过插入所有的测量点[见图4(d)的上半部]可得放大器的AM/AM失真曲线。图4(d)底部所示为AM/PM曲线，即用x/y轴表示的信号的相位差与理想信号电平的关系。在适配后这两个特性曲线在垂直方向上都有移动，但对压缩点的微分计算通常还能提供正确的数值。

该失真测量新方法也可与所有线性调制方案及任一类型的发射滤波器一道采用。然而，新方法要求一个没有接收滤波的测量信号。任何有带宽限制的接收滤波，将因为滤波器的冲击响应被分配到一定量的符号周期上，从而导致非线性效应。结果将造成信号特性的恶化。

为解释新的失真测量方法，用基于EDGE移动无线标准的冲击信号作为例子。数字标准EDGE使用3?/8-8PSK调制方案。对于发射机，有一个特殊的滤波器，该滤波器无符号间干扰。做为示范测试的一部分，EDGE冲击信号被解调，并将测试结果距离对齐，按同步序列的位置排列并限制在该冲击信号有效范围(有用部分)内。这样，冲击信号的边缘及之外的区域就不会被用于测量分析。

对于宽带、双极小信号放大器(没有显示)的测量，矢量信号分析仪计算所加的采样输入功率，确定压缩点及相位误差，并按绝对刻度显示。对于这一放大器，计算出来的1dB压缩点为+10.36dBm（被测部件的输出电平），相位失真为8.71deg。除了这些电平及相位特性之外，对平均功率电平与峰值因子(峰值与平均功率的比值)的比较可提供与DUT失真相关的更多信息。这些测量结果显示：平均功率压缩为0.68dB、峰值因子下降了0.82dB。

这套最先进的矢量信号分析仪，使得非线性失真特性及调制相关的压缩参数的测量变得非常容易。这套检测设备还可用于传统的矢量分析及失真测量，还可以直接验证功率放大器的预矫正的有效性，而不像其它检测设备，如EVM那样，只能通过推断才能实现。

设计合理的高速总线测试方法(一)

作者：GreggBuzard

就在几年前，许多设计工程师还在苦苦挣扎于步履沉重的总线和I/O速度，而每12~18个月各种处理器的运行速度就增加一倍。而后，几乎是一夜之间，总线和I/O技术开始发生变化。速度加倍，而后又增加一倍。紧接着，如源同步时钟等新型解决方案和低压差分信号(LVDS)的小数据有效窗带来的挑战，使测量、验证和确认比以往更为重要。而带来此性能提高的完全相同的力量，也使插入测试设备变得更具有侵略性。

但现在已有新的工具和方法，可尽量减少对设计的影响。然而，现在必须在设计的最初阶段就仔细地对测试进行规则。如今不再有可能建造一个原型，而后简单地在线上进行焊接以连接示波器或逻辑分析仪，测试方法必须是整个设计规划中的一部分。

不幸地是，数字设计工程师已采用多年的技术和工具不再可行。现今的设计工程师如果不广泛建模和采用Spice仿真，甚至根本无法想像进行每秒千兆位总线的设计。当然，其中也不乏有人继续用与4MHz处理器的黄金时期同样的工具和方法，试图对高速电路进行故障定位和调试。

为实现速度上的突破，HyperTransport、InfiniBand和RapidIO等技术，采用了如LVDS等“新”电气规范，并以高效点对点总线结构替代了传统的多点接入(multidrop)总线。突然间，数字设计工程师从舒适的0和1的世界，转而挺进到高频模拟世界。那些在场与波里上了第一课，而后在黑夜中惊呼，现在正在被拉回传输线理论、反射以及甚至是S参数的真实课堂。

由于当今总线的高频效应和新型拓扑结构，设计工程师需要更有效地使用测试设备，以确定信号完整性和数据完整性。同时，仿真和评估工具不断成熟与改进，新型总线技术局限了那些工具的使用。

例如，模型是从学习和观察开始构建的。当市场上出现新型总线时，提供给大多数工程师的信息十分有限。大部分情部下，领先的技术采用者把它们当作其知识产权，在技术成为主流技术之前，不愿与人分享信息。所以，在采用这些技术的初期，测试工具和采用工具进行调试和确认的能力十分关键。

利用老式4MHz微处理器或USB1.1设备，100MHz示波器或任何示波探测手持装置就足够用了。它们可以应付1.5Mbps/或甚至12Mbps的设备。而对480Mbps USB速率来说，如示波探测这样简单的事情都会动态影响到系统。

测试设备测量选择对如通过1GHz时钟“两级泵激”(double-pumping)数据的HyperTransport链路这样的先进系统有多大影响呢？由于创建与保持时间减少，数据捕获尤其受到影响。事实上，新技术的出现已带来了新的术语。创建与保持时间现在已经是过时的术语了。现在，高速数据传输被称为“数据有效窗”，它是创建、保持和压摆的结合。

想当初，1992年的Intel Pentium前端总线(FSB)具有5ns的创建时间和5V的压摆。现在，InfiniBand和RapidIO的数据有效窗为250ps，差分压摆为200mV。

相较于1992年Intel FSB，现在InfiniBand规格数据有效窗减小20倍，压摆减少25倍，delta值为500。换而言之，当今的总线仅消耗了1992年Pentium FSB 0.2%的能量。

从传统多的多点接入总线到点对点技术的变化带来了另一个挑战。多点接入总线的最佳实例是PCI总线。采用了多个连接器，对总线进行探测相当容易。测试工具或测试连接被插入一个连接器，留下其他连接器以供插入真正的设备。

但是HyperTransport规范甚至没有包括一个连接器。那么设计工程师如何对总线进行探测呢？这种挑战并不仅限于HyperTransport。运行于133MHz的PCI-X也只有一个插槽，如果插入了测试工具，该插槽也无法再提供真正的设备使用了。

PCI-X和Accelerated Graphics Port2.0(AGP4X)的解决方案为一种内插板设计。这是一块插入主板上的连接器的卡板，同时为应用设备提供连接器以及为逻辑分析仪提供通道。该解决方案要求极其仔细的内插板设计，以防止信号歪斜和对目标系统产生负载。

内插板设计方法在高达133MHz时钟速率工作良好，甚至对于如266MTps DDR SDRAM数据两级泵激系统都是一种非常稳定的设计。然而，随着技术跃进到533MTps或更高，内插板设计变得太具侵略性，并将产生负载、反射、分支短根(stub)和不可接受的通道延迟。

现在存在一个难题。新技术意味着仿零点和模型没有提供让人对产品产生信心的足够的技术细节。因而，物理测量非常关键，不过通过连接器的简单连接不再可行了。

下面两个实例显示了解决连接难题的不同解决方案。一个实例考察怎样针对HyperTransport链路设计连接器，另一个则检查内插板式解决方案不再可行的AGP3.0端口。两个方案都被开发用以支持分析探测的连接。在每种情况下，设计工程师进行广泛的Spice仿真，以及实实在在的物理验证，以证明所述连接解决方案要的有效性和可靠性。

HyperTransport

作为一个创新型的串行连接接口，HyperTransport可以在理论值为16GBps的速率传输数据。物理层采用了具有800mV压摆和200ps数据有效窗的LVDS信号技术。如前所述，由于HyperTransport没有任何连接器，它也提出了独特的挑战。没有连接器，对于问题根本原因的跟踪、对于复杂时序的捕获和对系统稳定性的确认，即使不是不可能的，也会变得很困难。

为了接入HyperTransport链路，连接器必须被设计到目标系统中。这里Spice模型显示了HyperTransport链路规范、80针Robinson Nugent连接器和Future Plus FS2240 HyperTransport分析探测器的值。此例用于说明目的。

FS2240被设计用于对两台HyperTranspor设备之间进行采样。每一个单向连接链路安排一个探测连接。8b链路包括8个数据信令、1个控制信令和1个时钟信令，而16b链路包括16个数据信令、1个控制信令和2个时钟信令。目标设计的HyperTransport信号被通过孤立的尖端电阻连至探测器。当探测器附着于目标时，它在每个链路的差分对之间仅呈现标称负载。

利用前一代嵌入式总线，对于设计工程师而言典型的测试解决方案是，在板布局设计中包含一个测试连接器。在较低的频率上，所产生的分支短根(stub)对总线的影响极小。但在现今差分总线的频率上，分支短根就成为不可接受的反射源。一种简单的解决方案是对连接器连接端和链路之间，以尖端电阻器进行桥接。当不再需要测试连接时，只要去掉尖端电阻器以消除分支短根相关的问题。

当需要从设计走向制造时，只要不加载尖端电阻器和连接器，仅留下连接器的连接端。该解决方案还有一个隐藏的好处：如果产品在现场失效，或整个产品系列出现问题，很容易连至总线以验证操作。简单地加载连接器和尖端电阻，板就准备好可以进行测试了。

为使对目标HyperTransport的影响降至最小，必须仔细地将连接设计到电路中。这些通过采用Spice模型作为电路仿真的一部分而实现。正确的尖端电阻值、连接器的放置和线路长度，对于组合连接器和减小对链路的影响都很重要。目标设计要求包括：从驱动设备到连接器的延迟得到补偿；到连接器的最大刻蚀长度有限；从目标信号到尖端电阻器的分支短根长度最小。

图1显示了从驱动器到的Robinson Nugent连接器的推荐的刻蚀长度。注意，在数据链路和时钟线之间线路长度之差必须在±0.02英寸范围内。还有，差分对之间的线路长度之差限制在±0.02英寸。总之，从驱动器到连接器之间的线路长度被定义在小于4英寸。

为帮助设计工程师对设计进行的优化，也确定了线路的阻抗值。在226Ω尖端电阻输入侧的最小信号电压应为550mV标称值，如HyperTransport规范。给出的值基于1GHz的时钟频率，如果时钟频率低于1GHz，可以采用更长的线路长度。

仿真得出的预计显示了设计中没有连接器或尖端电阻器的数据线的信号特性(图2a)，和在设计中加入连接器和226Ω尖端电阻器的信号特性(图2b)。scope-like波形显示增加连接器、226Ω尖端电阻器以及我们的分析探测装置，导致小于7%的信号减弱。

如同工程学中的每件情一样，该解决方案也有折衷。它要求在板上留有空间以安装连接器，包括禁用区以连接FS2240测试连接器的外壳。选择80针RobinsonNugent连接器的原因之一在于它小巧的外型尺寸和高频特性。到目前为止，最大的折衷是在连接器内设计所要做的工作。

增加测试连接器要求进行规划。不事先考虑好就意味着你将无法对电路进行测试，或者你以后需要增加连接器。第一种情况将导致出售没有进行完整特性定义的产品，在第二种情况下，增加连接器会严重延迟产品开发。像生活中的大多数事情一样，开始时的一点点计划，将在后来节省大量的时间和金钱。

AGP3.0

这一代产品具有800mV压摆，266MTps(4X)和533MTps(8X)的数据速率。前一代产品AGP2.0具有266MTps最大数据速率，但压摆为1.5V。采用533MTps的速率，压摆减小50%，使采用AGP4X内插板极为困难，甚至是不可能的。

给定AGP信号特性和总线带宽，与针对HyperTransport所做的相类似，另一款连接器的设计将非常困难。所以，我们开发出一种独特的探测解决方案，利用现在PCI连接器的长处，同时防止了内插板可能引致的信号延迟和负载。

连接解决方案为一种柔性/局部柔性(stiffened-flex)性PCB，它直接焊接到目标AGP连接器后端(焊接端)。如图3所示，探测器适配器将包括独立的尖端电阻器和用于探测器线缆适配器的连接器，见图4的说明。

探测器适配器的所有元件安装在与目标相对的一侧，这支持了目标上适配器的嵌入安装。采用柔性电路以附着于连接器，最大限度地利用了板空间，并保持了信号的完整性。它也提供了一种能够被用于量产系统和原型板的连接系统。

该解决方案必须要求在目标AGP连接器附近有一小块元件禁用区。由于新型主板的密度增加，这一要求对于一些量产产品也许很困难。此外，从连接器的穿孔必须足够长以焊上柔性电路。一旦附着了柔性电路，就很难去掉而不在不经意之间损坏探测器适配器。这样，鉴于所有实际的原因，探针应当被当作消耗品。

测量电压-电流相移的简单电路

作者：Fulvio Pompili

该电路提供了测量有源AC负载的电流-电压(V-I)相移的不同方法。对AC负载进行传感的典型方案要求使用变压器和传感电阻。变压器可能会很昂贵，特别是如果你不需要测量电流密度，而只是测量其相位的话。而传感电阻器不提供电源隔离(line isolation)。如果负载电流从几毫安到几安培，就必须满足最大电流，也必须加上前端电子元件。

我们可以采用这里的方案测量AC负载的电压和电流相位，它也提供了几种测量V-I相移的方法。电流相位测量采用了3个二极管，而不是压变器或传感电阻进行的(见图)。这里提供了电源隔离和很宽的电流范围，也不需要额外的元件。

基本上，负载电流流入二极管D3、D4和D5。当D3和D4正向偏置，其正向电压引起光耦合器U2开启。相应于非零负载电流，产生方波输出处O_I。注意，电流完全与电源线隔离。然而，输出信号并不依赖于电流的大小，即使电流在几毫安到几百安培的范围内变化。当然，二极管D3、D4和D5必须满足最大电流。

如果跳线JP1在位置A，网络D1、D2、R1和U1在输出O_V处提供相似的信号，指示了非零电源电压。O_V和O_I 可以被发送至启停计数器或微处理器，以计算电流-电压相位漂移。

如果不要求进行精确的相位测量，而且也不需要知道相位特征(如负载是电容性的还是电阻性的)，可以将JP1设置为位置B进行电路操作。这样，输出O_V提供了“合成”信号，其负载周期与相移成比例。50%的负载周期意味着负载为纯电阻性，而是75%的负载周期意味负载为纯电抗性。连续电压将意味着没有负载。

这里还提供了模拟输出O_DC以方便测量。在电阻性负载情况下，输出水平为0.5×V_CC，而对于纯电抗性负载输出水平为0.75×V_CC，O_DC=V_CC。

解决微波电缆上屏蔽效应测试的问题(三)

作者：Rudy Fuks

空腔测量法并不像看起来那么简单。在一个空腔腔体固定结构进行的测试中，测量结果还取决于外层线路阻抗和速度差，因此，按照IEC 标准，还必须采取适当的校正。

出于机械方面的考虑，外层的线路阻抗通常要大于50 Ω。IEC的缺省值为150Ω，内部系统与外部系统间的速度差为10% 。根据最新的IEC的标准文件，结果表达式中应该包含10log₁₀(2Zs/R)的校正误差，其中，Z表示外层线路特征阻抗，R是被测部件的特征阻抗(绝大多数情况下为50Ω)。如果外层线路阻抗不等于150Ω，必须将其归一化到150Ω。如果外层电路阻抗不是50Ω的话，也被归一化。

其中，ε_r1等于被测部件的相对介电常数，ε_r2,t为外层电路的相对介电常数；ε_r2为归一化的外层电路相对介电常数。此外，当内外系统的速率差大于10%时，就必须进行速率校正。

这两种方法的另一个区别在于频率的限制。IEC的设计将上限频率限定到3GHz 到4 GHz之间。限制因素是外层线路的截至频率(这种情况下就是传统的截至频率)。空腔腔体管测试法的频率可以达到7.5GHz。Zorzy指出，利用一个特殊的模抑制器，腔体管测试法的适用频率可达到18GHZ。

如果产生TE₁₁模波，那么在腔体内的相同直线上就会发生相互耦合。图4和图5显示的是两个腔体，它们分别采用的是锥形结构和步进结构。若要连接到标准测试连接器时，则必须进行过渡，即使它能够像滤波器一样并能将部分TE₁₁波转化为TEM波。由于半径尺寸的减小，该过渡将反射波导模，从而导致测量误差的产生。抑制这种模的一种方法，就是降低连接体之间的同心容差。

大多数的参考文献仅仅只关注第一波导模，即TE₁₁。使用Ansoft公司的高频结构仿真器HFSS EM软件，作者对一个加载类似RG142的电缆负载的简单空腔管进行了计算机仿真。模型的外管的内径为0.915英寸，阻抗约为108 Ω。大约有三个高达约18GHz的波导模是活跃的。此外，也有一些模式在两交叉偏振中被激励，其中也包括TE₁₁模。主波TEM模和各次波导模之间的相互作用可忽略不计(除了谐振频率)。在某些情况下，跳模会影响屏蔽效应的测量。

在HFSS仿真过程中，我们还对直径更大的腔管进行了仿真。该管的阻抗为127Ω，并且大于10个波导模式是活跃的。绝大多数仿真在低于7.5GHZ的情况下并不谐振，由此我们得出结论：对于高达18 GHz的频率，外管直径应尽可能小。采用模滤波器，试验数据可得到进一步改善。多数情况下，开始的三个波导模都有TE波的特征。所有这些波模都具有轴向磁场分量，这也导致了在外部电路的内表面上出现圆周电流分量。波模滤波器可以基于这一点来设计。

当低频屏蔽试验方法被定义以后，对于微波应用还有许多问题需要研究，尤其是当同轴电缆作为电长物体时。不同的屏蔽效应测试方法之间需要有更好的相关性，而且还需要更好地定义校正和归一化功能。

解决微波电缆上屏蔽效应测试的问题(二)

作者：Rudy Fuks

与MIL-C-17不同，国际屏蔽标准包括电磁兼容(EMC)试验方法。国际标准中最为常用的屏蔽效应(SE)测试方法包括如下几种：

(1)空腔测试法(高频和低频适用)。

(2)管套管法(tube-in-tube)，这是用于连接器屏蔽效应测试的空腔测试法的改进型。

(3)线缆注入法，将一定量的电流注入电缆的屏蔽网中，并测量感应电压。注入电路构成了使一条或多条平行导线的传输线。

(4)吸收嵌位法，这是线缆注入法的替代方法。在该方法中，向电缆馈入一功率。由于电缆与周围环境间的电磁耦合，将产生表面波并沿电缆屏蔽表面向两个方向传播。与用来抑制无用的共模电流的吸收器(通常是一个铁氧体管)一起，一个表面电流变换器被用于提取表面波的能量。

(5)频率单位为GHZ的横向电磁波GTEM结构就是一个改进的TEM波，它模拟了一个自由空间环境。根据一些参考，GTEM可以用到18GHz，然而目前在IEC的标准中，其最大值仅为1000 MHz。

对于频率高于1GHz的场合，建议不要采用线缆注入法和吸收嵌位法。尽管线缆注入法的适用范围可扩展到20GHz，但这种方法在高频情况下并不多用。

波模搅拌法广泛应用于微波元件，因为它的工作频率并没有真正的上限。波模搅拌(反射)腔(与波长相比)是一个具有高传导率壁的大型腔体。其边界条件连续且随机地受旋转的传导调谐器或搅拌器的扰动。当模数足够多时，激励的磁场方向并非取决于一个源，并且场密度可实现均匀分布。为了得到正确的测量结果，模数应该在数千左右，且腔的容量应该尽可能的大。

典型的模搅拌腔有两个天线：参考天线和源天线。MIL-STD-1344规范的是长线天线。在有些参考文献中，因为它们的电压驻波比太低，这些天线被喇叭取代。天线反射是测量不准确的原因之一。有两种主要的测量方法：波模调谐法和波模搅拌法。第一种方法中，当频率低于几GHz时，天线阻抗是调谐器位置的函数，搅动器应该逐级移动。每级移动后，作为调谐器位置的函数的传输天线的输入阻抗差值得到一个校正。第二种方法中，当频率高于几GHz时，搅动器可实现连续运动。

图3为按照MIL-STD-1344标准的而建立的一个连续采样平均系统的配置。波模搅动法，适用于形状复杂的被测部件，可以达到很高频段，因为实际上该方法只对低频频率有限制。但是波模搅动试验的缺点是测量装置比较昂贵，且需要复杂的信号处理。

正如前面所说，MIL-STD 1344中的方法3008虽然规定了连接器的屏蔽效应，但只适用于频率高达10GHz的多触点连接器，而不包括同轴连接器。同轴连接器的规范位于MIL-PRF-39012(适于空腔)中。目前 IEC标准中并没有包括适用于同轴电缆屏蔽测试的波模搅拌法。作为电场辐射灵敏度测试的RS103的替代方法，波模搅拌法被引用在MIL-STD-461中，不过这个标准主要是为系统或分系统级而制定的。

在SE的测量方法中，空腔测量是最简单、最经济的方法。采用这种方法进行泄漏测量是基于收集环绕在泄漏源周围的同轴系统的泄漏能量。被测部件位于终端接匹配负载的均匀传输线中。在空腔的众多结构中，最为常见的就是John Zorzy在1961年公开的结构。在该结构中，这个略次一点的同轴系统的一端有一个可调节的短路插棒，另一端则有一个过渡到标准连接体的锥形体。

在射频同轴连接器标准MIL-PRF-39012中，使用三维腔体测试作为一个主要的参考方法。此外，在IEC方法中，使用的是一个具有足够长度的、而短路棒不可调(如图5所示)的空腔固定结构。实际上，Zorzy也只是使用可调的短路棒进行连接器的表面传输阻抗的测试，并没有用于电缆测试。对于电缆组件测试而言，其短路棒的位置是固定的。使用这种方法，测量电长度足够大的被测部件的屏蔽衰减是有效的，这也意味着频率范围必须高于截止频率(并非传统的截至点频率)。

出于这些考虑，制作一个长三维腔体是有意义的, IEC推荐的腔体长度为2m，尽管建造一个更长的腔体所需花费并不比2m的腔体多多少。这就是在MIL-T-81490和MIL-PRF-39012中，空腔腔体的长度被定义为1ft的唯一原因。当只考虑连接器测量时，在低于2-3GHz的情况下，连接器不能被认为是电长物体。对于更低频率的连接器估计，采用表面传输阻抗的方法似乎更加合理，除非人工增加连接器的电长度。

解决微波电缆上屏蔽效应测试的问题(一)

作者：Rudy Fuks

对于具有严格的电磁兼容性能要求的应用场合，在选用微波同轴电缆和连接器时，屏蔽效应(SE)是一个关键参数。微波同轴电缆的屏蔽效应的测量(参看国际电工委员会提出的第一条)不是简单的事情， 而且还需要完全理解专用术语以及与电磁兼容相关的微波工业所用的熟练操作技术。

电磁兼容的参数包括辐射、抗扰性(磁化率)和串扰。辐射定义为电缆对周围环境的影响。抗扰性指的是在特定的电磁干扰环境下电缆满足所要求性能的能力。最后，串扰是指电缆与电缆之间的电磁兼容的相互作用。虽然同轴电缆是一个无源线性元件, 而且根据互易定理，辐射和抗扰性检测应该得到相同的结果，但是这种情况不一定出现。 一个典型的同轴电缆未必是一种线性元件，而是一种互逆元件。

可以用许多检测弱信号的方法来测量电磁兼容参数，不过这些测试结果通常没有重复性。电磁兼容检测结果取决于所选择的测试系统的类型。

最通用的屏蔽参数是表面转移阻抗Z_T，它是由贝尔实验室的Schelkunoff在1934年第一个引用的。它被定义为一个在次级(干扰)电路(V₂)中的屏蔽层内的感应串联电动势与由一短电长度电缆段构成的初级电路(外部干扰)的屏蔽层中流过的干扰电流(I₁)之间的比值。

与大多数确定信号沿电缆传播的参数不一样，而Z_T描述的是横穿电缆屏蔽层的能量传播。使用一短电长度电缆段是至关重要的。以电缆为例，其表面转移阻抗的单位为Ω/单位长度(典型单位为 mΩ /单位长度)：

Z_T=E₂/(I₁×L) (1)

方式1仅适用于电缆。而对于连接器、短电长度电缆段组件，该表面转移阻抗适用于整个组件总长度。

这里，用于屏蔽效应的表面转移阻抗是针对电流而言的。根据安培定律，电流是与磁场有关的。因此，表面转移阻抗与电耦合的磁性有关。不过电容耦合也是有可能存在的(例如，通过电缆编织网上的过孔形成的)。为了包括该耦合，也有一个等效转移阻抗的定义，它包括电流效应、磁效应和电容耦合效应。因此，在这种情况下有效的转移阻抗Z_TE)被定义为：

Z_TE＝max│Z_F±Z_T│ (2)

其中，Z_F 等于电容转移阻抗。

值得注意的是Z_T仅仅由屏蔽层本身的屏蔽效应决定，而不取决于外部电路的性质(在这种情况下，为环绕泄漏源的测试空腔)。正因为这一点，在文献中，表面转移阻抗被定义为一个一次幂屏蔽参数。电容转移阻抗取决于外部电路结构和介电常数(适合任何电容)。实际上，对于高性能微波电缆，没有必要考虑电容耦合，而只是对类似于RG316这样的单编织电缆，才有必要考虑。在一定条件下，Z_F可以被归一化成与外部电路无关。图1 给出了微波电缆的典型转移阻抗数据。因为表面传递阻抗测量需要电气短路的待测设备(DUT)，所以它们对微波传输线是不适合的，但它们能用于微波连接器测量。

屏蔽衰减被定义为在次级(外部)电路中最大功率与传播到初级(内部)电路中的功率之比。因为屏蔽衰减测量不要求被测器件为短电长度线，所以他们能适用于长形物体，如微波电缆。屏蔽衰减实际上仅仅被定义适用于电长度长的物体而与其机械长度无关。屏蔽衰减测量不仅依赖被测器件的屏蔽效应，而且还与测量系统有关，比如检测空腔与被测器件之间的速率和阻抗差。屏蔽衰减是一个二次幂屏蔽参数，在其测试结果的解释中具有大量固有的不确定性。

两个重要的附加函数：传递函数和求和函数。总的耦合传递函数被定义为测得的功率平方根, 它与发送到系统的功率平方根有关：

电缆测量的耦合传递函数不同于其近端和远端的耦合传递函数(T_n和T_f)。另外，它是一个复杂函数。相位影响是由以sinx/x形式的求和函数S表示的，并且对于近端S_n与远端S_f之间还有差别。(如图2所示)对于低频率，这两个求和函数是一致的；而对于高频率，此包络线则被表达为：

其近端与远端的截止点是

渐近值之间的交叉点是所谓的“截止频率”。此频率为电长度样本提供合适的测试频率。参数ε _r1和ε _r2是内、外系统的相对介电常数和/或是电缆长度。

对于截止频率的定义有一些混乱。通常在传输线理论中，截止频率是这么一个频率，从该频率开始，传播电波的下一个高次模将有可能开始激励。例如：在同轴电缆中，该频率指的是理论上当TE₁₁模与主模TEM一起被激励时的频率。在电磁兼容测量这种情况下，截止频率是求和函数穿越横轴时的频率点，而且DUT能被假定为电长度长物体(此电长度物体与截止频率的传统定义无关。)

其结果，截止频率对于两个不同的效应有一个单独的定义。这将会产生一些混淆，因为在高频三维测试时有一些地方需要具有同时考虑这两种效应。

MIL-C-17是美国同轴电缆工业的主要军用标准，但是它不包括射频屏蔽要求。MIL-T-81490 和MIL-C-87104适用于航空应用中的大功率同轴组件，而这两个标准具有类似的射频屏蔽检测标准和检测方法。此检测方法基于一个带有双短路的外电路终端的专用三维空腔(因而外同轴系统形成一个同轴谐振器)。

MIL-STD-1344 (方法3008)中的扰动模方法是用于连接器测试的。MIL-PRF-39012标准中含有同轴连接器屏蔽测试，包括一个三维空腔测试方法。国际电工技术委员会、第46技术委员会的第5工作组制定了一些国际标准。此国际电工技术委员会、第46技术委员会的第5工作组已经工作超过三十年, 目前正在公布一些有关同轴电缆屏蔽效应的标准。有一个与国际电工技术委员会的第77技术委员会相关的专门从事无线干扰的国际委员会。欧洲标准是由从事电气标准的欧洲委员会制订的。电缆通信工程师协会也公布了它自己的标准。目前，大多数电缆标准适用于低频同轴电缆。典型的应用包括无线基站的传输电缆或有线电视系统的传输电缆。所以，大多数的测试方法适用于2GHz以下的频率。至今，国际屏蔽标准虽然对美国电缆工业上没有什么约束影响，不过这种情况将来会改变，尤其是对于那些涉及出口业务或者使用海外制造设备的公司。

测量器件功率和增益的方法

作者：Frédéric Fernez

RF晶体管和RF集成电路上的功率测量的复杂性日益增大。在高功率设备性能测量中，最重要的是测量饱和功率，由于很难用CW技术来评估参数，它通常在脉冲状态下测试。本文介绍的方法消除了用于测量的经典方法中的某些重大缺点。该方法无需外部个人电脑，只使用了Rohde&Schwarz公司的一些SMIQ信号发生器，并利用了如同高动态范围峰值计量器一样工作的FSP信号分析仪的一些鲜为人知的性能。

通过使用线迹算术运算(trace math)和标记，可以在一直到设备饱和功率级的任何一个压缩级直接读取增益和功率。对一个来自Freescale半导体为UMTS频段(模式MW4IC2230MB)而设计的高增益LDMOS电源RF集成电路进行测量显示了该方法的优点。

饱和功率是一个重要的设备或放大器特性，因为数字预矫正系统常常被用来线性化多载波蜂窝基站功率放大器。饱和功率通常看成是前置补偿功率放大器可能的最大输出功率。即使LDMOS设备比双级晶体管更强健，要测量高CW功率级仍然困难。实际上，自热式设备几乎不可能产生准确和可复验的测量。这样的结果是，通常采用脉冲信号完成饱和功率的测量。典型地，使用具有脉冲输入的信号产生器和具有两个感应器的峰值功率计量器。于是，设备的输入功率会得到增加，部分输出功率与输入功率之比可在PC的帮助下得出。

然而，该方法的准确度有限。双通道峰值RF功率计量器要求两个感应器在给定的动态范围内运作以获得更佳的准确度。假如测试工作台设计适当，该条件很容易实现。可是如果被测器件(DUT)有高增益，比如象多级RF集成电路，就会出现另一个错误源：感应器不能在校准(当被测器件被穿透基准取代)和测量期间，在同一动态范围内运作。因而，在测量结果和工作台被校准的功率级别之间，存在相互依赖性。

测试工作台

测试台(图1)使用一个与SMIQ RF信号发生器“脉冲”输入相连接的脉冲发生器。为了在功率扫描模式中使用SMIQ，功率扫描必须与信号分析器中的时基扫描同步。幸好，当与二极管检测器和类似XY模式滤波镜的显示器相关联时，这一类信号发生器具有可以被用作纯量网络分析仪(SNA)的特性。在SMIQ的后部面板上，有几个带有功率扫描斜线以驱动滤波镜的X轴的BNC连接器，以及校准显示器X轴的标记。既然这样，“标记”的输出被当作信号分析器的触发信号来使用。

SMIQ的“标记”输出与一根BNC电缆相连，连接到FSP的“外部触发器”输出。“标记1”设置为“扫描开始”值，SMIQ的RF输出与一个可变衰减器相连。这样，DUT输入上的功率等级可以在不改变信号产生器中扫描过程的“开始”和“停止”值的情况下被调整。

我们倾向于推荐该方法，因为如果扫描时的“开始”和“结束”值被修改，而“标记1”的位置未变，则射谱分析器的同步将会不规则，而一旦标记处于功率扫描范围外，甚至会无法同步。一个高功率放大器被用来驱动DUT以确保驱动器放大器在DUT之前不会饱和。输入输出耦合器允许对要发送到频谱分析器的信号部分取样。一个校准衰减器被用作负载量，以便获得一个在进入负载衰减后作为偏差可以用标准功率计量表测量的准确功率参数。

在测量之前，必须校准频谱分析器的输入输出路径。通常，DUT被一个穿透基准取代，并且信号发生器在CW模式下工作。功率计量器读取贯穿穿透基准的功率等级，而频谱分析器在“零档”模式读取输入或输出耦合器的耦合路径上的绝对功率。这样就有可能确定通向频谱分析器的输入输出路径上的衰减。称这些值为将来参数的“IN_OFFSET”和“OUT_OFFSET”。

确定所有参数以便DUT的电流消耗不会偏离静态电流，从而确保稳定的热反应。信号发生器通过选择模拟调制清单上的脉冲可选项转换为脉冲模式。在扫描清单中，选择功率扫描模式。开始等级被设置为-20dBm，停止等级设置为0dBm。0.2dB的步长可有101个测量点。必须小心选择停顿时间。如果选择的值太小，在功率扫描期间可能出现的瞬变会导致DUT损耗的电流与静态电流偏离。在保持20s的适当短暂扫描时间时，200ms的停顿时间可以忽略其影响。同一个清单上，标志1被设为扫描的开始值，即-20dBm，由选择“开”状态激活。图2显示了详细的配置序列。

正如已经提到的一样，频谱分析器在“零档”模式下使用。不论是分辨率带宽还是视频带宽，均设为10MHz，因为频谱分析器被用来测量峰值功率。基于同样的理由，检测器必须在“最大峰值”模式下设置。选取25s的扫描时间以便获得对屏幕的整体扫描。选择外部触发器的可选项。利用“触发器偏差”特性将屏幕上的轨迹置于中心也是一种明智的选择。-2s即是合适的。图3显示了详细的配置序列。

对脉冲长度和工作循环的选择必须不干扰测试时设备的热态，同时还必须符合频谱分析器的响应时间。1?s的脉冲时长和1ms的循环周期会有好结果。

这一段介绍的结果是基于对Freescale半导体为UMTS波段(MW4IC2230MB)设计的LDMOS电源RF集成电路的测量结果。它具有大约30dB的微信号增益和远大于+47dBm的饱和功率。由于它的高增益，它是有关该方法优点的一个完美范例。

输入变数衰减器最初被设置为它的最大值。DUT被连接，频谱分析器被连接到输出耦合器的耦合路径。当处于“清除/写”模式时，输入功率斜线在分析器屏幕上被描绘成一个不对称的锯齿形。然后，可变输入衰减器被断开，并且将开始出现DUT饱和的影响(斜线的顶部开始弯曲)。衰减不断减小直到锯齿形的顶端被切断，确保达到饱和。

用于频谱分析器的功能序列显示在图4中。此刻，频谱分析器连接到输入，且输入功率在第二条线迹(线迹2)获取，并保持在“观察”模式。图5中的黑色线迹即得。当在输出再连接分析器之后，从第三条线迹(线迹3)获得输出功率，同样也保持在“观察”模式。通过设置“输出偏差”值的参数等级偏差，该值在校准阶段被设为43.7dB，从“线迹3”可以直接读取以dBm为单位的绝对输出功率，图5中的绿线即得。通过在锯齿末端的平面区域安置标记，可以读取如图5中绿线所示的饱和功率。MW4IC2230MB显示+47.23dBm的饱和功率。

功能序列

用于频谱分析器的功能序列显示在图6中。线迹1设定为计算“线迹1”减去“线迹2”，后者包含了输入功率。这样，新获取的输出功率将提供一个以dB为单位的增益图。“线迹位置”特征被用作获得直接读取以dB为单位的绝对增益的一个偏差。线迹偏差被设置为“输出偏差”减去“输入偏差”。这种情况下，“输入偏差”在校准阶段被确定为30.7dB，结果得到偏差值为13dB。该值不能直接作为以dBm为单位的偏差值加入，因为“线迹位置”清单只接受作为Y刻度百分比的输入。旋转钮用来获取与13dB偏差值相对应的正确百分比。图7中的蓝线即为所得。

增益(蓝线)和输出功率(红线)被同时绘制，且每个图都被“校准”，也就是说，标记读取值就是绝对值。标记1设置在蓝线上的微信号增益上，测量值为29.8dB。该标记被用作“变量增量标记”的参数。还是增量曲线，一个标记被用于“变量增量标记”模式以确定1dB压缩级(标记2)，另一个以确定3dB压缩级(标记3)。当挑选功率线迹后，第四个标记(绿线上的标记4)被设为与标记2或者标记3同样的横坐标，以便直接读取在1或3dB压缩级上的输出功率。在该例中，可获得+45.74dBm的1-dB压缩级和+46.69dBm的3dB压缩级。在脉冲条件下进行功率测量的方法允许在高功率RF晶体管和RF集成电路中被快速和方便地执行，消除了以往方法的局限性。

利用正向压降测量结点温度

摘自电子系统设计网

半导体结点(从IC中数以百万计的晶体管到实现高亮度LED的大面积复合结点)可能由于不断产生的热而在早期发生故障。当特征尺寸缩小且电流要求提高时，这将成为一个非常严重的问题，甚至正常操作也可能聚积热量，使结点温度升高。温度上升可能增加结点内的缺陷数量，从而导致器件的性能下降、生命周期缩短。

因此，需要一种准确的温度测量方法来测量半导体器件的温度，以避免产生可能导致故障的高温。有一种方法很简单，即测量结点温度。它可以使用常用测试和测量仪器，测量结果可被用来监视特定器件的工作状况。测量结点温度的理想方法是在尽可能离热源近的地方监视器件温度。流过半导体结点的电流产生热，这些热量经过结点材料流向外部世界。

另一种方法是将温度传感器放在非常靠近半导体结点的位置，并且测量传感器的输出信号。随着热量流向外部区域，外部区域和传感器的温度升高。尽管这是一个很直接的过程，但由于传感器尺寸有限，所以该方法具有许多物理上的限制。在很多情况下，传感器本身比要测量的结点的尺寸大，这就会给系统增加大量的热，同时带来额外的测量误差，从而降低测量准确度。因此，这种方法几乎对大多数应用都没有用。

图1：在测试设置中，SMU被用来描述半导体的正向压降与结点温度的关系。

一种更好的解决方法是利用结点本身作为温度传感器。对大多数材料来说，结点正向压降和结点温度之间都存在密切的相关性。什么时候结点正向压降与结点温度呈非线性关系取决于结点的材料和设计。在温度高达80°C至100°C的正常工作环境中，假设大多数材料的结点正向压降与结点温度为线性是安全的。非线性特性可以通过实验方法来确定，即在更高的环境温度下测量电压，直到结点正向压降与结点温度为非线性。对于大多数器件而言，这种关系接近线性关系，可以用数学公式表达如下：

T_J=(m×V_F)+T₀ (1)

其中，T_J=结点温度(单位：°C)；m=斜率(与器件相关的参数，单位：°C/V)；V_F=正向压降；T₀=截距(与器件相关的参数，单位：°C)。

因此，在给定温度下(T_J)下，半导体结点的正向压降(V_F)是一定的。如果我们在两种不同的温度下测量V_F，则可以计算出某个结点的斜率(m)以及截距(T₀)。由于这是一种线性关系，所以我们只需测量V_F，就可以利用式(1)计算不同状态下的结点温度。

如果知道不同工作状态和封装的器件的T_J，我们就能够计算出不同封装类型和设计的热参数，比如热阻。这在设计特定工作条件以确保器件使用寿命最长时显得尤为重要，因为热效应是早期器件故障的主要原因。