虚拟仪器帮助克服车载信息处理系统测试挑战

作者：Kaustubh Wagle，行销总监，Email:kaustubh.wagle@ni.com

美国国家仪器公司

技术的融合使系统制造商们能够不断满足用户的期望，但也给研发人员和测试工程师带来极大的压力，因为他们需要测试更多的功能，还要尽量缩短测试时间，使产品尽快上市。虚拟仪器能够有效整合快速开发软件和高度灵活的模块化硬件来创建用户定义的测试系统，因而成为克服这些挑战的优秀测试方案。

消费者需求和期望值的日渐提高促使制造商开发出更新、功能更多的创新产品以保持其竞争地位和利润。汽车中的远程信息处理系统就是一个功能不断增多的典型例子。几年前，汽车还只配备有卡带机和AM/FM收音机。随后出现了光盘，汽车制造商立即在汽车中集成了CD播放机和标准的AM/FM收音机及卡带机。消费者的需求和期望仍在不断提高，现在很容易见到信息处理系统中含有CD/MP3播放器、DVD播放器、AM/FM及卫星广播、GPS和蜂窝电话。所有这些过去由各个独立设备实现的技术现在可被融合进一个成熟而复杂的信息处理系统中。

图1. NI PXI-5922多 分辨率数字转换器的频率-分辨率 曲线上的关键点。

技术的融合使汽车制造商们能够满足用户的期望，并能立足于竞争激烈的市场。但这给研发人员和测试工程师都带来极大的压力，因为他们需要测试更多的功能，还要尽量缩短测试时间，满足上市时间要求。

让我们从汽车制造商的角度来看。先考虑一下设计和开发信息处理系统所需的成本。几年前，设计师可能只需要一套传统的盒装仪器就能设计和测试卡带机中的有限功能了。然而，为了迎接今天的挑战，设计人员必须购买新的仪器才能完成远程信息处理系统中新功能的测试。随着测试系统的不断膨胀，不仅空间开始不够用，支出也超出预算。如果能用一个集成的测试系统代替所有这些昂贵且种类各异的仪器，并能根据具体应用定义功能，还能提供未来扩展空间那该有多好？

如今，虚拟仪器已经成为克服这些挑战的首选测试解决方案。它结合了快速开发软件和高度灵活的模块化硬件来创建用户定义的测试系统。虚拟仪器能够提供：用于快速测试开发的直观软件工具；基于创新商用技术的快速、精确的模块化I/O；提供高精确度和高吞吐量并具有一体化同步功能的PC平台。

快速的测试开发软件

随着自动化逐渐成为快速测试复杂产品的基本要求，软件已成为从设计验证到高度自动化制造测试等所有测试系统中的基本组成部分。为了快速提供能够测试新功能的测试系统，需要一套集成的测试开发工具。这些工具包括测试管理、测试开发和I/O驱动器。

图2. 在高达15MS/s采样速率 条件下与其它数字转换器相比 的PX-5922频率-分辨率曲线。

模块化I/O

第二个重要的测试技术是包括模块化仪器和数据捕获等技术在内的模块化I/O。模块化I/O采用商用芯片技术创建低成本高性能的虚拟仪器。像ADC、DAC、FPGA、DSP等被广泛使用的商用技术的普及化迅速增强了模块化I/O功能和性能。在许多情况下，虚拟仪器的精度超过了传统仪器的精度。

基于PC的测试平台

所有现代的测试系统都包含有PC。PC已经不仅是测试系统的一部分，而且正逐渐成为重要的集成平台：测试系统中心。千兆赫处理器、高速总线、软件的广泛可用性、不断提高的性能和特别低的价格使得PC已经成为理想的测试平台。如果考察一下过去20年来PC的性能演变，测试系统中具有同样量级性能提升的部分只有被测设备本身了。

用于动态测试的通用仪器

假设你正在测试车载信息处理系统中的音频和无线功能，执行音频和无线测试所需的仪器是音频分析仪、射频下变频器和中频数字转换器。你可以选择3个PXI或PCI模块，并用软件定义测试系统。如果一个设备能够用于多种用途显然更有益。

图3. 线性化前后应用于6位 Δ-ΣADC的纯正弦波FFT图。

现在可以使用用于动态测量的通用仪器来实现这一目的。美国国家仪器(NI)公司的PXI-5922多分辨率数字转换器就是这样一种将多个仪器功能集成在一个模块中的设备。通过这个数字转换器，用户可以调整采样速率获得不同的分辨率。例如，在15MS/s的采样速率下，模块可以提供16位的分辨率，通过软件将采样速率降低到500kS/s后，同样的模块(对硬件不作任何改动)将提供24位的分辨率。在本例中，PXI-5992通用仪器既可作为24位音频分析仪，也可以作为16位中频数字转换器使用。

就像DMM将多个DC测量功能整合进一个仪器那样，PXI-5992也通过在一个数字转换器中提供多种仪器功能改进了AC测量功能。使用该数字转换器和LabVIEW8之类的软件就可以创建新的虚拟仪器。与音频分析仪、频谱分析仪、中频和I/Q基带数字转换器、DC和RMS电压表和频率计数器等许多传统仪器相比，采用这种虚拟仪器能够获得更好的测量性能。

创新的Flex II ADC多分辨率技术

这种创新的多分辨率技术可以通过NI的 Flex II ADC实现。该模数转换器采用了NI设计的全定制模拟ASIC，是一种增强型的Δ-Σ转换器，利用下面这两种创新技术在宽范围的采样速率下获得了特别高的动态范围：用6位Δ-Σ ADC代替单比特Δ-Σ ADC；拥有专利的数字线性化机制。

单比特Δ-Σ ADC可以为低频应用提供高分辨和高动态范围。然而，由于采样速度有限，单比特Δ-Σ ADC不适合动态信号频率超过数百KHz的应用场合。而多比特Δ-Σ ADC可以在高频时提供高的动态范围，并且线性化后可以去除多比特Δ-Σ ADC所固有的非线性。

图4. 高端发生器产生非常纯 的10kHz正弦波FFT捕获， 其噪声水平低至-170dB FS/Hz， SFDR高达-120dBc。

图3所示ADC中的非线性如何在频域中表现为谐波。Flex II ADC采用强大的FPGA和线性化专利技术以数字方式消除这些非线性，并在较高采样速率范围内提供较宽的动态范围。动态范围的增加使用户有能力去分析以前会混迹于传统仪器噪声中的信号。

Flex II ADC是一项伟大的发明，但如果工程师不能在不降低性能的条件下将它集成进数字化仪器，那么它就无法发挥作用。PXI-5922多分辨率数字转换器拥有一流的模块前端，它能充分利用高性能的Flex II ADC功能，释放数字转换器的有效资源，从而提供强大的性能。这种数字转换器可以提供市场上最高的分辨率和最大的动态范围。因此，它不仅可以当作通用仪器使用，而且与它可代替的各种单独仪器相比还能提供更高的动态性能。图4显示出高端发生器产生的非常纯的10kHz正弦波FFT捕获。PXI-5922噪声密度可低至-170dB FS/Hz，本例中的SFDR可高达-120dBc。

如何利用示波器重现MOSFET的开关轨迹线

作者：张勇，奥尔特(上海)电子有限公司

判断MOSFET开关过程“软硬”程度的重要评估指标，MOSFET的软硬程度对于开关电源的性能、寿命、EMI水平都有至关重要的影响，本文介绍了一种简单实用的方法，利用泰克TDS3000系列示波器，可以实时做出MOSFET的开关轨迹线，为改善MOSFET的开关状态提供依据。

开关电源中的开关器件(本文以MOSFET为例)在任意时刻的损耗都可以用下式计算，

其中，I_D为开关器件的电流，U_DS为电压。一般地，我们希望开关器件工作在饱和或截止状态。为减小开关损耗，在器件开关的动态过程中，总希望I_D和U_DS在任意时刻都至少有一个值接近或等于零。开关轨迹线可以很好的体现出开关器件的电流和电压的关系，开关轨迹线以MOSFET的漏源极电压U_DS为横轴，漏极电流I_D为纵轴，标示出MOSFET所承受的电流和电压的关系。典型开关轨迹线如图1所示：

图1中a线表示了MOSFET的一次开通过程，U_DS逐渐降低，I_D逐渐升高；b线表示了一次关断过程，U_DS逐渐升高，I_D逐渐降低。但是这样的开关过程中存在电压和电流都很高的时刻，将会造成很大的开关损耗，这就是所谓的硬开关。硬开关不但增加了开关损耗，而且影响MOSFET的寿命，更造成复杂的EMI问题，所以我们通常希望开关过程尽量“软”一点。c、d线表示了一次理想的软开关过程，c线表示MOSFET开通时，漏源极电压下降到零，漏极电流才开始从零上升，d线表示MOSFET关断时，漏极电流先下降到零后，漏源极电压才开始上升。也就是说，开关轨迹线越是靠近坐标轴，开关过程就越“软”。

图1. 典型开关轨迹线

开关轨迹线

利用开关轨迹线，可以评估MOSFET的开关状态，为改善开关过程提供定量依据。本文介绍了一种利用TDS3000系列示波器，可以实时做出MOSFET的开关轨迹线，为改善MOSFET的开关状态提供指标。试验电路为常见的回扫(flyback)电路，如图2。CH1通道接电压探头，采样MOSFET漏极电压，CH2通道接电流探头，采样MOSFET的漏极电流。选择合适的水平和垂直标度，将触发电平设置到CH1上，可以得到如图3所示波形。

这个波形只是表示出电压和电流随时间变化的情况，没有直观地体现电压和电流的相互关系。我们可以利用TDS示波器的XY显示模式，观察MOSFET的开关轨迹线。将TDS示波器调节到XY模式，调节CH1和CH2的幅值标度到合适位置，即可得到如图3.b所示波形。这个波形显示了一个完整的MOSFET开关周期中的电流电压的相互关系，也就是开关轨迹线。其中ABC为开通轨迹线，CDA为关断轨迹线。

也可以将MOSFET的开通轨迹线单独显示在屏幕上，具体做法如下：将时域的波形逐渐拉宽，让整个屏幕只显示开通过程的波形(此时除了调节时间标度，还可能需要调节一下触发电平)，使开通瞬间地电流电压波形处于屏幕正中间，如图4。

此时，将示波器调节到XY模式下，即可可以看到MOSFET的开通轨迹线。在回扫电路中，由于MOSFET开通后，变压器原边电感限制漏极电流的突变，漏极电流从零上升，MOSFET是软开通。这个特性在开通轨迹线上，表现为电压先沿着或贴近X轴减小到零，漏极电流才开始上升。

图2. 被测试电路图

同样的方法，可以观察到MOSFET的关断轨迹线。关断前，漏极电流正处于峰值电流出(此时，MOSFET的状态正处于开关轨迹线的C点)。关断过程中，漏极电流下降的同时，漏源极电压上升，从图5.b上看，表现为关断轨迹线位置很高。MOSFET是硬关断，关断损耗很大。并且，变压器原边漏感中的能量对MOSFET造成很大的电压冲击。

利用开关轨迹线减小开关损耗

由以上分析可知，开关轨迹线可以直观地反映MOSFET地开关损耗。我们总是希望MOSFET的开关损耗尽可能减小，为此，我们常常在MOSFET周围添加一些辅助电路，开关轨迹线可以帮助我们评估改善的效果。

以图示的回扫电路为例，为了改善MOSFET的关断轨迹，在变压器原边绕组两端并联RC缓冲支路(如图6)，限制MOSFET关断时漏极电压的上升速度。

图6中所示，R=1kΩ，C=200pF，图7a~d为加入RC电路后的开关轨迹线。与之前的开关轨迹线相比，加入RC电路后，MOSFET的关断轨迹更靠近坐标轴了(图7.d)。这是因为在MOSFET关断瞬间，由于电容电压不能突变，依然保持输入电压，使得MOSFET上电压保持为零。随着电容C的放电，MOSFET的电压才逐渐升高。这样，就限制了MOSFET漏源极电压的上升速度，关断损耗得到减小，不过关断损耗的减小是以开通损耗的增加为代价的。这是由于MOSFET关断期间，电容C上电压为零，MOSFET开通瞬间，电容C通过电阻R和MOSFET充电引起的。从图7.c开通轨迹线上可以看出，MOSFET的开通轨迹线向“上”移动了，也就是说，漏源极电压还没下降到零时就有漏极电流流过了。

应该权衡考虑开通损耗和关断损耗，选择适当的RC值。利用开关轨迹线可以方便地找到这个平衡点，以确保总损耗降至最低。

本文总结：

利用TDS3000系列示波器的XY显示模式，可以方便地重现MOSFET的开关轨迹线。利用这一功能，我们可以定量地了解回扫电路中MOSFET的开关情况，并为其吸收电路选择合理参数。这个方法也可以方便地应用到其他功率开关和电路拓扑中去。

图3.a MOSFET电流电压波形	图3.b MOSFET的开关轨迹线
图4.a MOSFET的开通过程	图4.b MOSFET的开通轨迹线
图5：a）MOSFET的开通过程。	图5.b）MOSFET的开通轨迹线。
图6. 变压器原边并联RC缓冲电路	图7 关断缓冲电路的效果a. 开关电压电流波形
b. 开关轨迹线	c. 开通轨迹线
d. 关断轨迹线

基于虚拟仪器技术的运行环境仿真系统的开发研究

作者：石毅，任获荣，李岳，周崇斌，褚春艳北京中科泛华测控技术有限公司，西安电子科技大学

现代工业面对了越来越多的挑战：激烈的市场竞争和环境保护方面政府的严格约束。针对这些挑战的主要策略是减少新产品的设计和测试时间，减少开发费用，减少产品投入市场的周期。解决这些问题的方法主要是在产品开发和过程设计中CAD/CAE/CAM技术的有效利用。

在两个最困扰机电产品设计和开发人员的主要问题中，第一是如何合理选择部件和子系统以满足系统需求，第二是如何在低成本条件下测试系统性能。仿真技术则成为了解决上述问题的答案。仿真实验分析技术对于利用实际部件和系统的实验数据获得深入的知识和了解非常有帮助。计算机仿真为在变条件和不同参数的情况下描述和分析系统行为提供了可能。同时，可以获得足够数量和质量的分析数据。它具有不需要实际工作环境，不需要复杂加载系统等许多优点，这些优点给技术开发人员指出了一条非常具有吸引力的方向。

过去，仿真技术的研究主要集中于仿真工具方面，而对于现代机电系统，则相对忽略了仿真模型的精度和功能准确度。不管仿真工具如何先进，不合适的仿真模型肯定会导致错误的仿真结果。这是现代仿真技术面对的主要问题。

虚拟仪器技术使用主流计算机技术，并结合了创新、灵活的软件模块，高性能的硬件技术创造了强大的以计算机为基础的仪器解决方法。虚拟仪器技术的领导者美国国家仪器公司(NI)发布了一整套软、硬件工具用于建立测控应用。他们为仿真系统和仿真模型的开发提供了一个良好的基础。

运行环境仿真系统

运行环境仿真系统的研究首先集中于仿真模型，精确建立一个针对机电部件和系统的动态案例仿真模型库。这个动态仿真模型库具有三个优点：a)它提供了一个基于案例推理技术的仿真模型分类结构，它可以动态调整模型数据库结构以满足实际系统需求；b)它具有测试仿真模型和真实系统匹配度的功能；c)它具有一个系统辩识工具，可以从实际的实验结果中提取精确模型，并重构动态模型库。这些优点可以有效解决以前静态模型库带给仿真实验的问题：动态仿真模型库具有动态和自适应的能力，可以满足更加广泛的需求。运行环境仿真系统另一个关注的是建立硬件在环测试系统。以虚拟仪器技术为基础，这项工作变的更加容易。具体的结构和开发方法将在后面介绍。

运行环境仿真系统包含两个部分：一是动态案例模型库，二是硬件在环测试系统。具体结构见图1。动态案例模型库主要包括几个模块：索引引擎、数学模型库、数据描述库、其它数据库、动态辩识模块、模型测试和评价模块。

硬件在环测试系统可以分为软件和硬件部分。软件部分主要是测控软件模块；硬件部分包括全部硬件系统，如PXI总线系统、PCI总线系统、Compact-RIO系统等。

动态案例模型库

动态案例模型库的开发主要以NI LabVIEW 仿真模块、Matlab和其它仿真工具包为基础进行。这些工具为建立机电系统的模型库提供了一个完整的平台。动态案例模型库包含三个主要部分：案例模型库(索引引擎、数学模型库、数据描述库和其它数据库)、系统辩识软件模块、模型测试和评价模块、模型传输和修改模块。主要结构见图2。

利用波导技术验证波吸收率测量系统的有效性(三)

作者：Dr. Stuart J. Porter，Dr. Mike I. Manning

吸收率测量对于理解非电离辐射，比如蜂窝电话和蜂窝基站对人类和生物体的影响来说非常重要。如上月所述，一种改进的波导源技术在5到6GHz之间能够帮助用于SAR测量的测试系统。本文的第2部分将会阐述这种技术是怎样帮助减少由于泄漏和探针位置不正确引起的测量误差的。

和分析得出的深度曲线相比，在规则波导中当靠近表面的时候，测量得到的曲线相对高一些。在用平直端探头对着扁平人体模型平面，吸收流体仿佛从探头表面和吸收液体的低损耗区之间的缝隙中“挤出来”一样，这时就会发生上面所说的测量曲线较高的情况。在参考10中给出了一种至少在对着波导匹配窗口时足以校准这一影响的简单方法，这和使用薄的且具有较低相对介电常数的壳壁暴露情况下是不一样的。

在探头校准中所用的校准方法所确定的一些因数，同样也需要用于测量的结果。然而，当“壁”材料相差很大的情况下，使用同样的修正因数，其合理性是值得疑问的，并肯定会引入一些不确定性。在本研究所报导的测量中，在波导探头校准过程中，边界校准根据参考10来确定，并用该边界校准来校准测量数据。

图1中来自用于验证测试几何结构的模型的结果是以下面两种形式得到的，一种是预测得到的中心衰减曲线(图4和图5)，另一种是按照每瓦输入功率正对着模型表面作用于1g的立方体平均体积上所产生的最大平均吸收率所得到的。采用对适当数量的立方进行平均后得到的最大值。

使用适于外推的指数曲线，对从0到10mm的中心线扫描所得的集合进行平均，以便对1-gSAR的最大可能值提供检查。这个参数和计算得到的1g SAR值(表5)的比值给出流体中SAR域横向扩散的推断，并提供了一个可以用来检查用于测量结果的后处理容量平均的因数。

用于测量1g SAR的扫描宽度和尺寸是10mm，所有维度上步进为10。在横向上扫描是在最大区域的中心位置。对深度扫描来说，开始点在距离探头和模型内表面1mm处。对波导源输入一个0.25W的前向功率，表6中给出了已归一化到的1W结果。

除了三维(3D)扫描(图6)，从探针和表面接触点开始直到25mm长度的中心线也被记录下来，其中步长为0.5mm。最坏情况下的SAR就是根据上面所述的中心线扫描得到的数据推断出来的。3D1-gSAR值和中心线扫描值的比值见表5。

甚至在GSM频率的SAR测试中涉及到的过程包含了高达±30%不确定性，而且这些不确定性有可能在较高的频率上直线上升。显然，控制5到6GHz波段的测试不确定性很重要，而且需要采取一系列减少不确定性的方法。这将包括降低测量探头的尺寸，校正传感器偏移量，控制3D扫描测量参数。最重要的是，采用可靠的系统确认技术。

在目前使用的这些频率上，采用平衡偶极子的困难已有报导。这种偶极子具有小的物理尺寸并且很难以要求的精度放置在距离流体表面特定间隔处。尽管提出一种波导源来进行系统验证，但是“开路”模式的波导并将其放置在距离反射面和吸收流体8到10mm的时候似乎会引入额外的不确定性。

在这个研究中，波导方法仍然是首选的，但是一个匹配窗口被用来提高向模型液体中注入前向功率的效率，并将波导的终端和模型壳壁接触在一起，以避免源和模型之间的间隔引起的潜在错误。

采用这些步骤，测量和计算评估接近了10到15个百分点，并且采用过程优化该相差范围有可能减小――尤其是对3D测量使用的扫描参数和相应的用来确定最大平均体积SAR值的后处理。

总之，一个带匹配窗口的WR137(WG13)波导源和一个用于5到6GHz频段SAR测试的矩形模型联系在一起，避免了许多由于RF泄漏和位置错误引起的不确定性。推荐的测试配置已经用FDTD建模，并用来为应该从验证测量(图7)中得到的1g体积平均提供“参考值”(图7)。该验证装置同样也被用来进行实验测量，而且发现，在计算参考值和实验值之间有很好的相关性。和以前推荐的使用双极子或者与模型的吸收材料远离的不匹配波导装置相比，匹配的波导源为常规的系统验证过程提供了更好的性能。

使用5mm或者更小直径的探头的实际SAR系统的常规验证就会获得和参考值非常一致的结果(误差在±15％之内)。当探头校准过程和3DSAR扫描所用的参数被更加准确定义的时候，这个误差范围可以大幅减小。

利用波导技术验证波吸收率测量系统的有效性(二)

作者：Dr. Stuart J. Porter，Dr. Mike I. Manning

为5到6GHz频段选择组织模拟流体的配方非常复杂。已经证明使用简单的糖/盐/水配方，很难获得需要的特性值。幸运的是，Bristol大学在模拟流体配方方面取得了进展，能够获得具有需要特性的稳定流体。这个研究采用的流体是由Bristol大学生产的大脑组织模拟流体，它在5.2和5.8GHz频率下的测量特性列在表2中，该表同时列出了参考13中的要求。

参考13给出了合适的匹配窗口的特性值和尺寸，不过关于这些推荐值，在不同的文本中差别很大。为给这个研究做准备，对匹配窗口设计采用了两种不同的方法。第一种是采用实用的试验方法，即利用不同尺寸的试验窗口进行试验，从而确定最佳反射损耗条件下的尺寸。使用来自Emerson&Cuming微波产品公司的Eccostock(K=6.0)介质材料制成尺寸为5.3和4.4mm的窗口。第二个方法是，使模型内产生的SAR最大而反射信号最小，在此基础上利用计算来预测最佳尺寸(图2)。

计算和测量在5.2和5.8GHz频率上进行，并对结果进行了比较。测量依赖于类似的使用匹配窗的波导中的SAR探针的校正，在这里，通过利用分析计算得到的结果，来与测量得到的E场轮廓相匹配，来对校正施加影响。对于5到6GHz频段内的微小穿透深度，很有必要通过波导的校正阶段推导出边界校正因子，并利用这些因子来校正因靠近表面而受影响的测量结果。

测量通过利用两种探针直径5和3mm的IndexsarSAR探头进行。将得到的验证测量结果和两种探针尺寸可接受的参考值进行比较。

在校正和测量阶段都需要准确确定流体的介电性质，并且在这个研究中，采用了最近在流体配方和介电性质测量技术方面的进展，从而降低了在总的校正和验证过程中的不确定性。通过结果的组合，选用了表3种所列的尺寸和介电特性。为方便起见，两种频率都使用一个窗口，尽管这涉及到一些折衷。在使用Bristol大脑流体的WG13波导中，两种具有不同探针尺寸的SAR探测器被采用并校正。每个探针的尺寸见表4。图3给出了典型的测量结果与分析得到的中心线轮廓的比较。

利用波导技术验证波吸收率测量系统的有效性(一)

作者：Dr. Stuart J. Porter，Dr. Mike I. Manning

在3GHz以内的工作频段，人们已经设定了可接受的非电离辐射水平的安全标准。尽管这些标准覆盖了很宽范围内的无线设备，但是使用工作在5到6GHz无线设备用户在不断增长。在这一频段，甚至缺乏国际性的测试标准。用来估计靠近人体的无线设备的辐射水平的主要量度就是吸收率(SAR)，这种量度单位为W/kg表示，对此现在只有300MHz到3GHz频段内才有吸收率限制标准。

随着频率升高，人体对波的吸收更强，但是对人体的浅层影响与这种媒质中的传播波长有关。在300MHz，穿透深度通常是50mm。在6GHz，大约是5mm。对SAR测量，最近的注意力集中在835到1900MHz的蜂窝频率范围。探针直径在5到8mm的SAR探测器在这些频率上相对于这些频率对人体的辐射范围来说足够小，并且适于检测靠近人体表面的电磁场变化。但是在应用于IEEE 802.11无线局域网(WLAN)的5.8GHz，穿透深度只有几mm，这样当前这一代的SAR探测器对于辐射范围来说就不再是足够小了。尽管已经估计并校正了在场梯度中由于使用大探针而引起的误差，改进的主要手段还是为5到6GHz的测量生产更小尺寸的SAR探针。在使用测量3GHz以上频率的复杂设备时，会发生另外一些问题，这些问题存在于为在SAR探针的校正和确保测量中得到正确结果而采用的方法上。

在3GHz以下的频率，确保SAR测量系统有效的推荐程序包括使用平衡耦极子，安装在扁平(盒型)人体仿真模型下固定距离处。但是，据报道由于要求制造尺寸降低，而又需要放置准确度增加，从而在5到6GHz频段使用平衡偶极子变得很困难。有人建议在人体模型一定距离处使用开端波导作为可选辐射源，但是我们发现很难得到符合推荐参考值的测量结果。

这个研究建议修改波导确认技术，其中使用了为SAR探针校正所推荐的同样的波导。波导采用一个介质匹配窗口和盒形人体模型直连，这减少了由于泄漏和反射引起的损失，并提供可再现的几何区域，使未对准损失最小。

已经使用扁平人体模型和基于具有介质匹配窗口的波导装置的源定义了一个确认过程。这种配置已经在York大学用Falcon FDTD程序包建模，从而为主要场参数设定了参考值，这包括为系统确认而通过测量应获得的最大1g或者10g平均SAR值。

确认程序使用的模型尺寸根据和SAR估计有关标准的要求预先定好。在超过3GHz的测试频率上，模型的尺寸不需要根据频率确定，而是根据被测试设备的尺寸确定(或者它们的有源部分)。这个研究采用的配置见图1。矩形盒剖面的尺寸对于测试频率来说是足够用的。不同数量的匹配窗口可以用于图1所示频段中的不同频率，但是在本文报道的测试中选用了一个单独的厚度为5.2mm匹配窗口。

这个研究使用了York大学Falcon FDTD软件包的1.6版本。这个软件包已经针对COST 244进行了验证，结果落在中间范围。这个模型以前已经用于几个和当前应用密切相关的研究。波导和c模型根据图1进行配置。

2mm厚的剖面基使用值为2.56的相对介电常数。使用了一个具有间隔为0.5mm的(小于有损流体中波长的10分之一)均匀栅格尺寸。计算的覆盖范围是深度35mm，横向85×65mm。行波波导壁被认为是有损的，使用实际电导率值。采用一个长度变化的“单极”激励源来和50Ω的源阻抗匹配。时间步长由栅格尺寸和稳定条件确定。这里，采用8.34ns的持续时间和0.834ps的时间步长。在安装Windows 2000操作系统的个人电脑上，计算通常花费两个小时。

由于波导尺寸和频率成反比，波导尺寸在300MHz大得不切实际，在5GHz以上时和探针尺寸相比起来还太小。在以前5GHz以上的SAR探针校正和验证工作中采用了两种不同的波导类型。参考资料5种中的脊状波导WR187的优点是具有稍微大点的线性尺寸。在底侧，不推荐用于还没有公开的5到6GHz的SAR探针校正和匹配窗口设计。各种波导尺寸见表1。

这个研究采用的波导是较小的WG13类型，在推荐用于较高频率探针校正的推荐列表中，并且也给出了匹配窗口参数。这里的目的就是通过对探针校正和系统验证采用同样的元件，来降低SAR估计需要的元件数目。

准确测量脉冲信号的S参数(三)

作者：Loren Betts

在这种配置下，一个外部的耦合器被用来耦合回脉冲调制源信号给参考接收机(图9)。当测量比率参数的时候这很有用，因为校正之后在外部元件中的任何偏移都会对测量结果有最小的影响。测量和参考接收机都会发现同样的偏移。源的后面放有一个调制器，它必须有一个和DUT要求(即，它必须能够以最小的衰减传送源信号)相等的频率响应。调制器的后面会放一个放大器用来在测量和校正中提供一个不变的源匹配，并且也会被用来增加脉冲调制信号的功率。可能需要一个隔离器(在调制器之前)来隔离分析仪源和调制器，这样当调制器在空闲状态(没有能量穿过调制器)时，任何由于调制器空闲状态匹配的高反射可以在到达分析仪之前被最小化。可能也会需要一个高通滤波器(在调制器的后面)来滤除任何由调制器产生的视频馈送，它会干扰分析仪的工作。

有三个不同的脉冲响应测量方式可以用来决定脉冲特性(图10)。通过在微波PNA中利用接收机门控，其中任何一个可以用来和同步脉冲获取或者频谱归零技术一起工作。接收机门控是通过在第一个转换器后增加中频门控(开关)来实现的。这些门是TTL控制的，通过为输入的脉冲调制RF信号提供一个时延和宽度，提供硬件能力来实现点内脉冲和脉冲成型。

平均脉冲测量通过不采用任何接收触发时延或者门控来实现。这意味着在脉冲持续期间，接收机测量和集成从DUT过来的所有的能量。实际上，门控宽度设成和脉冲宽度一样或者更大。

点内脉冲测量为用户提供在脉冲持续期间的任何点测量DUT输出的能力，这通过在源/偏移被脉冲调制和接收机开始接收数据的时间之间应用一个时延来实现。允许脉冲调制能量通过接收机的时间门控宽度也可以规定提供一个可变的接收机集成窗口。

脉冲成型和点内脉冲相似，但是测量信息在一个CW频率显示在时域，其中时间轴代表一个具有可边时延的点内脉冲测量(即，从开始延迟到停止延迟)。这可以看作是把点内脉冲测量穿过脉冲的包络。对微波PNA来说，最小接收机门控宽度大约是50ns，从而可以为脉冲成型分析得到非常好的的分辨率。

图11给出一个信号在无脉冲调制(存储轨迹)和具有300ns脉冲宽度(数据轨迹)下S参数滤波器测量，两个信号具有相似的中频带宽设置。对于300ns的脉冲宽度，使用了频谱归零模式。在1.35%占空周期下，特定的动态范围有效地降低了37.4 dB[20log(占空周期)]。这可以通过在指示器上比较存储轨迹和数据轨迹的拒绝形象化显示。数据轨迹显示一个阻带拒绝图形，大约是80dB。存储轨迹显示大约115dB的拒绝，这和数据轨迹有35dB的不同，这是由于37.4dB的占空周期损失。如果需要，可以通过应用10倍平均值到测量上从而增加10dB[10log(平均数量)]。

在300ns脉宽和1.35%占空周期下，PRF是45kHz。这意味着第一个PRF音调离基调45kHz。图13给出一个相似的测量，它利用同样的1.35%占空比，但是脉冲宽度为5μs。在这种情况下，PRF是2.7kHz，这使得PRF音调和基调特别近。

滤除一个离基调这么近的音调，窄带检测技术会有困难。但是，频谱归零技术对于去除这个音调毫无困难，从而得到一个准确的测量。对于300ns和5μs脉宽来说占空周期损失预期是一样的，因为占空周期一样。这在图11和13中是很明显的，因为对于两个例子来说拒绝域是一样的，都大约是80dB。在进行例子中描述的测量中，需要注意的是，如果要使用频谱归零技术和/或如果需要点内脉冲/脉冲成型，Agilent E8362/3/4B和E8361A分析仪需要用选项H08和H11进行配置。