场效应半导体三极管

场效应半导体三极管是只有一种载流子参与导电的半导体器件，是一种用输入电压控制输出电流的半导体器件。从参与导电的载流子来划分，它有电子作为载流子的N沟道器件和空穴作为载流子的P沟道器件。从场效应三极管的结构来划分，它有结型场效应三极管JFET(Junction type Field Effect Transister)和绝缘栅型场效应三极管IGFET( Insulated Gate Field Effect Transister) 之分。IGFET也称金属-氧化物-半导体三极管MOSFET （Metal Oxide Semicon-ductor FET）。

2.2.1 绝缘栅场效应三极管的工作原理

绝缘栅场效应三极管(MOSFET)分为：增强型 →N沟道、P沟道
                              耗尽型 →N沟道、P沟道

N沟道增强型MOSFET的结构示意图和符号见图02.13。
电极D(Drain)称为漏极，相当双极型三极管的集电极；

G(Gate)称为栅极，相当于基极；
S(Source)称为源极，相当于发射极。

（1）N沟道增强型MOSFET
① 结构
根据图02.13，N沟道增强型MOSFET基本上是一种左右对称的拓扑结构，它是在P型半导体上生成一层SiO₂ 薄膜绝缘层，然后用光刻工艺扩散两个高掺杂的N型区，从N型区引出电极，一个是漏极D，一个是源极S。在源极和漏极之间的绝缘层上镀一层金属铝作为栅极G。P型半导体称为衬底，用符号B表示。

图02.13 N沟道增强型MOSFET的结构示意图和符号(动画2-3)

② 工作原理

1．栅源电压V_GS的控制作用
 
    当V_GS=0 V时，漏源之间相当两个背靠背的二极管，在D、S之间加上电压不会在D、S间形成电流。
当栅极加有电压时，若0＜V_GS＜V_GS(th)时，通过栅极和衬底间的电容作用，将靠近栅极下方的P型半导体中的空穴向下方排斥，出现了一薄层负离子的耗尽层。耗尽层中的少子将向表层运动，但数量有限，不足以形成沟道，将漏极和源极沟通，所以仍然不足以形成漏极电流I_D。

    进一步增加V_GS，当V_GS＞V_GS(th)时（V_GS(th) 称为开启电压)，由于此时的栅极电压已经比较强，在靠近栅极下方的P型半导体表层中聚集较多的电子，可以形成沟道，将漏极和源极沟通。如果此时加有漏源电压，就可以形成漏极电流I_D。在栅极下方形成的导电沟道中的电子，因与P型半导体的载流子空穴极性相反，故称为反型层。随着V_GS的继续增加，I_D将不断增加。在V_GS=0V时I_D=0，只有当V_GS＞V_GS(th)后才会出现漏极电流，这种MOS管称为增强型MOS管。 (动画2-4)

    V_GS对漏极电流的控制关系可用i_D=f(v_GS)|_VDS=const这一曲线描述，称为转移特性曲线，见图02.14。

图02.14 转移特性曲线(动画2-4)

 转移特性曲线的斜率g_m的大小反映了栅源电压对漏极电流的控制作用。 g_m 的量纲为mA/V，所以g_m也称为跨导。
跨导的定义式如下：

gm=△ID/△VGS|

(单位mS)

2．漏源电压V_DS对漏极电流I_D的控制作用

    当V_GS＞V_GS(th)，且固定为某一值时，来分析漏源电压V_DS对漏极电流I_D的影响。V_DS的不同变化对沟道的影响如图02.15所示。根据此图可以有如下关系
                         V_DS=V_DG＋V_GS= -V_GD＋V_GS
                         V_GD=V_GS-V_DS
    当V_DS为0或较小时，相当V_GD＞V_GS(th)，沟道分布如图02.15(a)，此时V_DS 基本均匀降落在沟道中，沟道呈斜线分布。在紧靠漏极处，沟道达到开启的程度以上，漏源之间有电流通过。

    当V_DS增加到使V_GD=V_GS(th)时，沟道如图02.15(b)所示。这相当于V_DS增加使漏极处沟道缩减到刚刚开启的情况，称为预夹断，此时的漏极电流I_D基本饱和。当V_DS增加到V_GD<V_GS(th)时，沟道如图02.15(c)所示。此时预夹断区域加长，伸向S极。 V_DS增加的部分基本降落在随之加长的夹断沟道上， I_D 基本趋于不变。

  (a)                (b)                 (c)
图02.15 漏源电压VDS对沟道的影响(动画2-5)

当V_GS＞V_GS(th)，且固定为某一值时，V_DS对I_D的影响，即i_D=f(v_DS)|_VGS=const这一关系曲线如图02.16所示。这一曲线称为漏极输出特性曲线。

(a) 输出特性曲线     (b)转移特性曲线

图02.16 漏极输出特性曲线和转移特性曲线

（2）N沟道耗尽型MOSFET

N沟道耗尽型MOSFET的结构和符号如图02.17(a)所示，它是在栅极下方的SiO₂绝缘层中掺入了大量的金属正离子。所以当V_GS=0时，这些正离子已经感应出反型层，形成了沟道。于是，只要有漏源电压，就有漏极电流存在。当V_GS＞0时，将使I_D进一步增加。V_GS＜0时，随着V_GS的减小漏极电流逐渐减小，直至I_D=0。对应I_D=0的V_GS称为夹断电压，用符号V_GS(off)表示，有时也用V_P表示。N沟道耗尽型MOSFET的转移特性曲线如图02.17(b)所示。

(a) 结构示意图          (b) 转移特性曲线 

图02.17 N沟道耗尽型MOSFET的结构和转移特性曲线

（3）P沟道耗尽型MOSFET

P沟道MOSFET的工作原理与N沟道MOSFET完全相同，只不过导电的载流子不同，供电电压极性不同而已。这如同双极型三极管有NPN型和PNP型一样。


2.2.2 伏安特性曲线

      场效应三极管的特性曲线类型比较多，根据导电沟道的不同以及是增强型还是耗尽型可有四种转移特性曲线和输出特性

曲线，其电压和电流方向也有所不同。如果按统一规定的正方向，特性曲线就要画在不同的象限。为了便于绘制，将P沟道管子的

正方向反过来设定。有关曲线绘于图02.18之中。

图02.18 各类场效应三极管的特性曲线

2.2.3 结型场效应三极管

(1) 结型场效应三极管的结构

结型场效应三极管的结构与绝缘栅场效应三极管相似，工作机理也相同。结型场效应三极管的结构如图02.19所示，它是在N型半导体硅片的两侧各制造一个PN结，形成两个PN结夹着一个N型沟道的结构。两个P区即为栅极，N型硅的一端是漏极，另一端是源极。

图02.19 结型场效应三极管的结构(动画2-8)

(2) 结型场效应三极管的工作原理

     根据结型场效应三极管的结构，因它没有绝缘层，只能工作在反偏的条件下，对于N沟道结型场效应三极管只能工作在负栅压区，P沟道的只能工作在正栅压区，否则将会出现栅流。现以N沟道为例说明其工作原理。

① 栅源电压对沟道的控制作用

当V_GS=0时，在漏、源之间加有一定电压时，在漏源间将形成多子的漂移运动，产生漏极电流。当V_GS＜0时，PN结反偏，形成耗尽层，漏源间的沟道将变窄，I_D将减小，V_GS继续减小，沟道继续变窄，I_D继续减小直至为0。当漏极电流为零时所对应的栅源电压V_GS称为夹断电压V_GS(off)。
 
                                          VGS对沟道的控制作用(动画2-9)

② 漏源电压对沟道的控制作用

      在栅极加有一定的电压，且V_GS＞V_GS(off)，若漏源电压V_DS从零开始增加，则V_GD=V_GS-V_DS将随之减小。使靠近漏极处 的耗尽层加宽，沟道变窄，从左至右呈楔形分布，如图02.21(a)所示。当V_DS增加到使V_GD=V_GS-V_DS=V_GS(off)时，在紧靠漏极

处出现预夹断，如图02.21(b)所示。当V_DS继续增加，漏极处的夹断继续向源极方向生长延长。以上过程与绝缘栅场效应三极管的十分相似，见图02.15。

漏源电压对沟道的控制作用(动画2-9)

(3) 结型场效应三极管的特性曲线

结型场效应三极管的特性曲线有两条，一是转移特性曲线，二是输出特性曲线。它与绝缘栅场效应三极管的特性曲线基本相同，只不过绝缘栅场效应管的栅压可正、可负，而结型场效应三极管的栅压只能是P沟道的为正或N沟道的为负。N沟道结型场效应三极管的特性曲线如图02.22所示。

(a) 漏极输出特性曲线(动画2-6)    (b) 转移特性曲线(动画2-7)

图02.22 N沟道结型场效应三极管的特性曲线

2.2.4 场效应三极管的参数和型号

(1) 场效应三极管的参数

① 开启电压V_GS(th) (或V_T)
   开启电压是MOS增强型管的参数，栅源电压小于开启电压的绝对值，场效应管不能导通。
② 夹断电压V_GS(off) (或V_P)
   夹断电压是耗尽型FET的参数，当V_GS=V_GS(off) 时，漏极电流为零。
③ 饱和漏极电流I_DSS
   耗尽型场效应三极管，当V_GS=0时所对应的漏极电流。
④ 输入电阻R_GS
   场效应三极管的栅源输入电阻的典型值，对于结型场效应三极管，反偏时R_GS约大于1MΩ，对于绝缘栅场型效应三极管，R_GS约是1M～100MΩ。
⑤ 低频跨导g_m 
      低频跨导反映了栅压对漏极电流的控制作用，这一点与电子管的控制作用十分相像。
   g_m可以在转移特性曲线上求取，单位是mS(毫西门子)。
⑥ 最大漏极功耗P_DM
  最大漏极功耗可由P_DM= V_DS I_D决定，与双极型三极管的P_CM相当。

(2) 场效应三极管的型号

场效应三极管的型号，现行有两种命名方法。其一是与双极型三极管相同，第三位字母J代表结型场效应管，O代表绝缘栅场效应管。第二位字母代表材料，D是P型硅，反型层是N沟道；C是N型硅P沟道。例如，3DJ6D是结型N沟道场效应三极管，3DO6C是绝缘栅型N沟道场效应三极管。

第二种命名方法是CS××#，CS代表场效应管，××以数字代表型号的序号，#用字母代表同一型号中的不同规格。例如，CS14A、CS45G等。

2.2.5 双极型和场效应型三极管的比较

           双极型三极管                           场效应三极管

结构         NPN型                       结型耗尽型       N沟道 P沟道

             PNP型                       绝缘栅增强型     N沟道 P沟道

                                         绝缘栅耗尽型     N沟道 P沟道

  C、E一般不可倒置使用                D、S一般可倒置使用

 载流子     多子扩散、少子漂移                多子漂移

 输入量     电流输入                        电压输入

  控制    电流控制电流源CCCS(β)          电压控制电流源VCCS(gm)

  噪声         较大                          较小

温度特性    受温度影响较大                 较小，并有零温度系数点

输入电阻    几十到几千欧姆                    几兆欧姆以上

静电影响    不受静电影响                      易受静电影响

集成工艺    不易大规模集成               适宜大规模和超大规模集成

http://202.194.14.194/dpdzxl/mndl/2-2.htm

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常用电源及稳压芯片

常用电源及稳压芯片

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开关稳压电源和线性稳压电源(转载)

根据调整管的工作状态，我们常把稳压电源分成两类：线性稳压电源和开关稳压电源。

  线性稳压电源，是指调整管工作在线性状态下的稳压电源。而在开关电源中则不一样，开关管（在开关电源中，我们一般把调整管叫做开关管）是工作在开、关两种状态下的：开——电阻很小；关——电阻很大。

     开关电源是一种比较新型的电源。它具有效率高，重量轻，可升、降压，输出功率大等优点。但是由于电路工作在开关状态，所以噪声比较大。 通过下图，我们来简单的说说降压型开关电源的工作原理。如图所示，电路由开关K（实际电路中为三极管或者场效应管），续流二极管D，储能电感L，滤波电容C等构成。当开关闭合时，电源通过开关K、电感L给负载供电，并将部分电能储存在电感L以及电容C中。由于电感L的自感，在开关接通后，电流增大得比较缓慢，即输出不能立刻达到电源电压值。一定时间后，开关断开，由于电感L的自感作用（可以比较形象的认为电感中的电流有惯性作用），将保持电路中的电流不变，即从左往右继续流。这电流流过负载，从地线返回，流到续流二极管D的正极，经过二极管D，返回电感L的左端，从而形成了一个回路。通过控制开关闭合跟断开的时间（即PWM——脉冲宽度调制），就可以控制输出电压。如果通过检测输出电压来控制开、关的时间，以保持输出电压不变，这就实现了稳压的目的。

根据调整管的工作状态，我们常把稳压电源分成两类：线性稳压电源和开关稳压电源。此外，还有一种使用稳压管的小电源。

    这里说的线性稳压电源，是指调整管工作在线性状态下的直流稳压电源。调整管工作在线性状态下，可这么来理解：R_W（见下面的分析）是连续可变的，亦即是线性的。而在开关电源中则不一样，开关管（在开关电源中，我们一般把调整管叫做开关管）是工作在开、关两种状态下的：开——电阻很小；关——电阻很大。工作在开关状态下的管子显然不是线性状态。

    线性稳压电源是比较早使用的一类直流稳压电源。线性稳压直流电源的特点是：输出电压比输入电压低；反应速度快，输出纹波较小；工作产生的噪声低；效率较低(现在经常看的LDO就是为了解决效率问题而出现的)；发热量大（尤其是大功率电源），间接地给系统增加热噪声。

    工作原理：我们先用下图来说明线性稳压电源调节电压的原理。如下图所示，可变电阻RW跟负载电阻RL组成一个分压电路，输出电压为：

Uo=Ui×R_L/(R_W+R_L)，因此通过调节R_W的大小，即可改变输出电压的大小。请注意，在这个式子里，如果我们只看可调电阻R_W的值变化，Uo的输出并不是线性的，但如果把R_W和R_L一起看，则是线性的。还要注意，我们这个图并没有将R_W的引出端画成连到左边，而画在右边。虽然这从公式上看并没有什么区别，但画在右边，却正好反映了“采样”和“反馈”的概念----实际中的电源，绝大部分都是工作在采样和反馈的模式下的，使用前馈方法很少，或就是用了，也只是辅助方法而已。

让我们继续：如果我们用一个三极管或者场效应管，来代替图中的可变阻器，并通过检测输出电压的大小，来控制这个“变阻器”阻值的大小，使输出电压保持恒定，这样我们就实现了稳压的目的。这个三极管或者场效应管是用来调整电压输出大小的，所以叫做调整管。

像图1所示的那样，由于调整管串联在电源跟负载之间，所以叫做串联型稳压电源。相应的，还有并联型稳压电源，就是将调整管跟负载并联来调节输出电压，典型的基准稳压器TL431就是一种并联型稳压器。所谓并联的意思，就是象图2中的稳压管那样，通过分流来保证衰减放大管射极电压的“稳定”，也许这个图并不能让你一下子看出它是“并联”的，但细心一看，确实如此。不过，大家在此还要注意一下：此处的稳压管，是利用它的非线性区工作的，因此，如果认为它是一个电源，它也是一个非线性电源。为了便于大家理解，回头我们找一个理适合的图来看，直到可以简明地看懂为止。

由于调整管相当于一个电阻，电流流过电阻时会发热，所以工作在线性状态下的调整管，一般会产生大量的热，导致效率不高。这是线性稳压电源的一个最主要的一个缺点。想要更详细的了解线性稳压电源，请参看模拟电子线路教科书。这里我们主要是帮助大家理清这些概念以及它们之间的关系。

图1

一般来说，线性稳压电源由调整管、参考电压、取样电路、误差放大电路等几个基本部分组成。另外还可能包括一些例如保护电路，启动电路等部分。下图是一个比较简单的线性稳压电源原理图（示意图，省略了滤波电容等元件），取样电阻通过取样输出电压，并与参考电压比较，比较结果由误差放大电路放大后，控制调整管的导通程度，使输出电压保持稳定。

 图2 

常用的线性串联型稳压电源芯片有：78XX系列（正电压型），79XX系列（负电压型）（实际产品中，XX用数字表示，XX是多少，输出电压就是多少。例如7805，输出电压为5V）；LM317（可调正电压型），LM337（可调负电压型）；1117（低压差型，有多种型号，用尾数表示电压值。如1117-3.3为3.3V，1117-ADJ为可调型）。

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提高电磁兼容性的刷电路板布局

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Labview读取图片范例（自适应大小）

一个简单的Labview读取图片示例程序。


 

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采用902-928MHz扩频ASK调制技术来有效降低电流消耗和成本(图)

短距离射频（SRD）的引入和无线应用领域的扩大促进了对更加便宜的集成无线解决方案需求的日益增长。目前的无线IC仅需要少量的外围器件，而且成本只占设备总成本中相当小的一部分。考察未来和现有无线应用的功能发现，新特性的出现对电池容量产生了相当大的制约。因此，这带来了对更先进电源管理的需求。为了应对这些新的挑战，许多像Micrel这样的公司已经开始大量推出类似MICRF405的解决方案（290?980MHz射频发送器），它采用了一种新型的扩频ASK/OOK调制技术。这种新的调制技术通过扩频技术可以获得很高的输出功率，而电源功耗只有50％。

由于无线局域网（WLAN）的发展，2.4GHz频段的应用获得了很大的成功，它主要被用在需要高数据速率通信和采用充电电池的无线设备中，但是该频段不适合工业领域、低功耗和长距离应用的场合。在这些设备中，902?928MHz被认为是很好的ISM频段。为了在这个频段内工作，就必须使用某些频率的扩展频谱，常见扩频技术主要有两种类型：跳频扩频和直接序列扩频。

跳频扩频（FHSS）

跳频扩频（FHSS）通信，如图1所示，是指数据信号通过窄带载波信号调制的射频通信方式，窄带载波信号以随机但可以预测的序列从一个频率跳到另一个频率，跳频序列是时间的函数并覆盖整个宽带频率。信号能量在时间域内扩展，而不是在频率域内将每个位分成码片。这种技术降低了干扰，因为如果两个信号同时以相同的频率传输，一个窄带系统的信号将仅影响扩频信号。传输频度由跳频码决定，为了正确接收信号，接收器必须设置同样的跳频码，并且必须在合适的时间和合适的频率上侦听输入信号。为了在902?928MHz的ISM频段工作，FCC条款要求生产商使用25个或更多最大驻留时间（在任何单跳中的一个特定频率所持续的时间）为400ms的频率。不过，这种通信的最大缺点是在发射和接收机之间需要频率同步，这会导致相当慢的访问时间和更高的功率消耗，因为系统为了和接收机同步需要在所有的信道内通信。

图1  调频扩频

直接序列扩频（DSSS）

另一种扩频通信的方式是数字调制或直接序列扩频（DSSS）通信。如图2所示，DSSS是通过在发送端将数据信号和更高数据速率的位序列或填充码组合而实现的。填充码是冗余位组合，其可根据扩展率将用户数据分段。当该位信号发送时，可以增加信号抗干扰的能力。如果在这种组合中有一个或多个位在传输过程中发生错误，那么由于发送的冗余性，原始数据也可以被恢复出来。由于信道是固定的，DSSS通信具有很短的访问时间。它的缺点是解调机制非常复杂，这是由于接收的信号需要逆扩展和同步。

图2  直接序列扩频

扩频ASK/OOK

由于对更高数据传输速率的需求逐渐增多，工业界建议取消对接收单元数字处理增益的要求，这一点得到了采纳，IEEE规范随后增加了允许根据信噪比自动调整扩展代码的相应协议描述。这些已经在新的频率条款15.247中得到实现，就是现在所说的“跳频系统”或“数字调制系统”。

FCC条款中的“数字调制系统”是这样定义的：“采用数字调制技术的系统可以在902?908MHz、2400?2483.5 MHz和5728?5850MHz频段工作，最小6dB带宽应该至少为500kHz。”
幅移键控（ASK）调制就是利用数字数据对载波的幅度进行调制的方法。这种调制技术工作的最简单和最常用的形式是开关，载波存在用“1”代表，载波不存在用“0”代表。这种类型的调制称为开关键控（OOK），是最节省能量的调制方式，因为只有在发送“1”时辐射能量。幅移键控需要很高的信噪比才能解调信号，因为根据其本身特性，大部分信号都是以很低的功率进行发射的。ASK调制射频系统的优点是发射和接收设备的结构简单，并且功耗比较低。但不幸的是，ASK/OOK调制系统所占用的带宽低于500kHz或着峰值密度根本不会落入“数字调制系统”要求的范围。这表明ASK/OOK调制系统的发射功率被限制在50mV/m，或者必须采用一些FHSS技术以满足FCC的15.247条款的要求。

扩频幅移键控

扩频幅移键控是采用数字信号调制的传统ASK/OOK技术来实现的。典型的结构如图3所示，这也说明了MICRF405是如何以SSASK/OOK模式工作的。SSASK/OOK调制是通过将用户数据输入到AM调制器来实现幅度的键控或开/关（如图4所示）频移键控的调制方式（如图5所示）。通过增加一个PN序列到FSK调制器可产生一个FSK信号，该FSK调制器被编程的带宽大于FCC规定的500kHz。FSK数据速率和PN序列的选择应尽可能根据在6dB带宽之内峰值密度的一致性来选择。扩频ASK/OOK的频谱如图6所示。

图3  SSASK/OOK框图

图4  9600b/s 调制速率的OOK调制波形

图5  250kHz和77kb/s调制速率的FSK调制波形

图6  9600b/s调制速率的SSASK调制频谱

SSASK/OOK调制频谱的辐射频谱和峰值密度符合 “数字调制系统”的要求，因此，被FCC称为“数字调制系统”。这种新的调制类型最大的优点就是功耗很低，因为它仅在发送“1”时辐射功率，而且不需要FHSS就可以增加输出功率。

采用SSASK/OOK调制方式，用户数据是以信号幅值的变化体现的，并且可以利用传统的ASK/OOK超外差接收器如MICRF005（如图7所示）来接收。MICRF005所接收到的SSASK/OOK信号是的标准OOK/ASK调制信号，并据此进行解调。

图7  MICRF005应用电路

SSASK/OOK应用电路

在902?928MHz频段，当设备需要超过50mV/m的输出功率时，ASK/OOK调制对于实现跳频扩频是必须的。通过在扩频ASK/OOK模式中使用MICRF405，不需要FHSS就可以使发射输出功率达到10dBm。应用电路（如图8所示）包括匹配电路、晶体和退耦电容等。当使用MICRF405作为扩频ASK/OOK设备时，可以达到FCC允许的最大输出功率，而外部功率放大器却只有＋20dBm。图9所示的应用电路就是这种例子，当使用SSOOK调制模式且占空比为50％时，其功耗只有83mA。FCC规范中约束的8dBm/3kHz限制了它的最大输出功率。

图8  功率输出为10dBm的SSOOK调制方式应用电路

图9  输出功率为＋20dBm的SSOK调制方式应用电路

MICRF405（如图10所示）是一个290?980MHz射频发射IC，可以满足无须申请执照的ISM频段工作要求（如表1所示）。它可以工作在北美规定的315MHz和915MHz频段，以及欧洲规定的433MHz和868MHz频段。该器件完全兼容FCC的15.247条款和EN300－200规范。

图10  MICRF405内部框图

发送器由FSK/ASKS调制器、PLL频率合成器和功率放大器组成。频率合成器由压控振荡器（VCO）、晶体振荡器、双模式预定标器、可编程分频器和相位检测器组成。环路滤波器可以使用内部的，也可使用外部的。功率放大器的输出功率可以分成8个级别。锁定检测电路可以检测什么时候PLL被锁定。在FSK模式中，用户可以在三种不同调制类型中选择一种，数据传输数率也可高达200kb/s。第一种FSK调制类型为间隔调制，当选择后，MICRF405就在两套寄存器（M0、N0、A0：“0”和M1、N1、A1：“1”）间切换。第二种调制类型是使用内部调制器的闭环VCO调制，调制数据直接输入到VCO。第三个FSK调制类型是开环VCO调制。

在ASK调制模式中，用户可以在具有或不具有扩频能力的两种调制类型之间选择，这两种模式的调制深度都是可编程的。

http://www.epc.com.cn/magzine/20061201/8094.asp

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MP3充电器原理与维修

  MP3充电器是最易损坏的配件之一。笔者维修多款充电器后发现，它们基本上都是采用开关电源电路，电路结构大同小异。本文以市面上最常见的昕潮TJ-01型充电器为例，简述其工作原理与常见故障检修，电路见图1。

工作原理
(1)开关振荡电路市电经D1~D4整流后，在A点获得脉动直流电压，该电压一路经开关变压器T301的①-② 绕组
加至开关管Q1的c极，另一路经限流电阻R3加至Q1的b极，为Q1提供启动电流。Q1开始导通，其集极电流在T301的①-② 绕组中产生①正② 负的电动势，经T301耦合，在T301的③-④绕组中感应出③正④负的电动势，此电动势经R4、C1叠加到Q1的b极，使Q1迅速饱和导通。由于流过电感的电流不能突变，故在T301的①-②绕组中产生①负② 正的电动势。经T301耦合，在T301的③-④绕组中感应出③负④正的电动势，通过R4、C1，使Q1迅速进入截止状态。随着A点经R3对C1的不断充电，Q1又开始导通，进而进入下一轮的开关振荡状态。截止期间，T301通过副边⑤-⑥绕组，经D6及其负载电路释放能量，获得MP3所需的充电电压。
(2)稳压电路稳压电路由Z1、Q2等元件组成。当负载减轻或市电升高时，B点电压势必上升。当该电压大于5.6V时，Z1击穿，Q2因b-e结正偏而迅速导通，使Q1提前截止，进而使开关电源输出电压趋于下降；反之，则控制过程相反，从而使T301副边输出电压基本稳定。
(3)保护电路R1、R6为限流电阻。当负载过重时，Q1的集-射极电流势必增大，R6上的压降也随之增大。当该电压大于0.7V 时，Q2饱和导通，相当于Q2的c-e极短接，Q1因b极失电而立刻截止，达到过流保护的目的。为避免截止期间T301的①-② 绕组感应出的尖峰脉冲高压击穿Q1，在T301的①-②绕组并联了尖峰脉冲吸收电阻R2，以改善Q1的开关特性。
(4)充电电路当充电电路处于空载时。R8上无电流流过，Q3的e-b结电压基本相等，Q3截止，LD2(绿灯)灭，电源指示灯LD1(红灯)亮；当接入MP3进行充电时，充电电流在R8上产生的压降(即V3e-b)使Q3正偏导通，LD2亮，表示正在充电。随着电池不断地充电，其充电电流逐渐减小，R8上的压降也随之减小，当Q3的e-b结偏压V3e-b小于0．7V时，Q3截止，LD2熄灭，表示电已充满，应及时停止充电，以免损坏充电电池。
 

常见故障及检修
(1)MP3不能充电 应在空载状态下观察电源指示灯LD1是否点亮。若不亮，说明无充电电压输出，若市电接入正常，则故障在充电器本身，需要打开充电器进行维修。若LD1亮而不能充电，则多为充电器至MP3的USB连接线内部有断线现象，更换USB连线即可。
(2)无输出电压应首先查R1、D6是否正常。常见Q1击穿性损坏后使R1烧毁开路。而Q1损坏的原因，除了稳压控制环路异常外，还有因D1~D4之一短路性损坏所致。当D6击穿时，开关电源也会因负载短路性保护而无输出电压。
(3)输出电压偏低 查C1、C2是否失效，Z1是否漏电。常见Z1反向漏电、R6阻值变大而使输出电压偏低。
    在检修时， 建议用MJE13003等中功率管代换Q1。当R1开路时，建议用0.2A的保险管内的熔丝，直接焊在原R1焊盘处，取代R1，以提高保护性能。

http://www.dzkf.cn/html/dianziDIY/2007/1219/2876.html

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小功率充电器的设计

摘要：介绍一种用于手机和电动自行车的自动充电器电路。它省去了复杂的IC电路及其外围电路，同样可以完成对蓄电池进行自动充电的功能。
关键词：蓄电池；自动充电器；单端反激；变换器
中图分类号：TN86 文献标识码：B 文章编号：0219－2713(2002)3－0084－04

为了使手机、电动自行车等所使用的充电器实现自动充电的功能，大都采用各种各样的专用IC充电器集成电路和各种采样电路。本文介绍一种既能省去复杂的IC电路及其外围电路，又能够实现自动充电功能的电路。

1、工作原理
图1中C1、V1～V4、C2组成滤波整流电路，变压器T为高频变压器，V5、R2、C11组成功率开关管V7的保护电路，NF为供给IC电源的绕组。单 端输出IC为UC3842，其8脚输出5V基准电压，2脚为反相输入，1脚为放大器输出，4脚为振荡电容C9、电阻R7输入端，5脚为接地端，3脚为过流 保护端，6脚为调宽单脉冲输出端，7脚为电源输入端。R6、C7组成负反馈，IC启动瞬间由R1供给启动电压，电路启动后由NF产生电势经V6、C4、 C5整流滤波后供给IC工作电压。R12为过流保护取样电阻，V8、C3组成反激整流滤波输出电路。R13为内负载，V9～V12及R14～R19组成发 光管显示电路。图1中V5、V6选用FR107，V8选用FR154，V7选用K792。

现对变换环节作如下介绍：

从图1中可知，当V7导通时，整流电压加在变压器T初级绕组Np上的电能变成磁能储存在变压器中，在V7导通结束时，Np绕组中电流达到最大值Ipmax：

Ipmax=(E/Lp)ton （1）---------------式中：E——整流电压；
Lp——变压器初级绕组电感；
ton——V7导通时间。
在V7关闭瞬间，变压器次级绕组放电电流为最大值Ismax，若忽略各种损耗应为：
Ismax=nIpmax=n(E/Lp)ton (2)
式中：n——变压器变比，n=Np/Ns，Np、Ns为变压器初、次级绕组匝数。
高频变压器在V7导通期间初级绕组储存能量与V7关闭期间次级绕组释放能量应相等：
n(E/Lp)ton=(Uo/Ls)toff-------------------式中：Ls——变压器次级绕组电感；
Uo——输出电压；
toff——V7关闭时间。
因为Lp=n2Ls，
则：(E/nLs)ton=(Uo/Ls)toff
Eton=nUotoff
Uo=(ton/ntoff)E (3)
上式说明输出电压Uo与ton成正比，与匝比n及toff成反比。
变压器在导通期间储存的能量WLp为：
WLp=(1/2)LpI2pmax （4）
变压器Lp愈大储能愈多。
变压器储存的能量能否在toff期间释放完，不仅与变压器的工作频率f有关，而且与次级绕组电感量Ls有关，更与负载的大小有关。
储能释放时间常数τ和V7关闭时间toff之间的差异形成变换器三种工作状态，下面分开介绍：
1）toff=τ这种状态为临界状态，各参数波形如图2所示。

图2 toff=τ的 波 形 图
图2中ub为Vp的控制电压波形；up为变压器初级Np电势波形；φ为变压器磁通变化波形；uces为V7集电极电压波形；ip、is为初、次级电流波形。

2）toff>τ各参数波形如图3所示。从图3中可以看出磁通?几次皇盫7关闭还持续一段时间，ip呈线性上升，is线性下降。

图3 toff >τ的 波 形 图

变压器储存的能量等于电路输出能量。

（1/2)LpI2pmaxf=Uo2/RL

Uo2=(1/2)LpI2pmaxRLf

将Ipmax=(E/Lp)ton代入上式，则

式中：RL——电路负载电阻�